Forbidden

You don't have permission to access /zzz_siteguard.php on this server.

ОБНАРУЖИТЕЛЬ МОНОИМПУЛЬСНОГО РАДИОСИГНАЛА - Патент РФ 2046370
Главная страница  |  Описание сайта  |  Контакты
ОБНАРУЖИТЕЛЬ МОНОИМПУЛЬСНОГО РАДИОСИГНАЛА
ОБНАРУЖИТЕЛЬ МОНОИМПУЛЬСНОГО РАДИОСИГНАЛА

ОБНАРУЖИТЕЛЬ МОНОИМПУЛЬСНОГО РАДИОСИГНАЛА

Патент Российской Федерации
Суть изобретения: Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в качестве устройства для обнаружения эхо-сигнала лазерного доплеровского локатора с обзором по угловым координатам и непрерывным режимом излучения. Цель изобретения увеличение обнаружительной способности устройства. Это достигается путем введения в устройство первого 2 и второго 3 сумматоров, первого 9 и второго 10 усилителей обратной связи, линии задержки на встречных поверхностных акустических волнах 6 с первым 4 и вторым 5 встречно-штыревыми преобразователями и центрально расположенным выходным встречно-штыревым преобразователем, выход которого соединен с входом полосового фильтра 12, а также первого 7 и второго 8 промежуточных встречно-штыревых преобразователей. 1 ил. 1 табл.
Поиск по сайту

1. С помощью поисковых систем

   С помощью Google:    

2. Экспресс-поиск по номеру патента


введите номер патента (7 цифр)

3. По номеру патента и году публикации

2000000 ... 2099999   (1994-1997 гг.)

2100000 ... 2199999   (1997-2003 гг.)
Номер патента: 2046370
Класс(ы) патента: G01S13/28
Номер заявки: 5035259/09
Дата подачи заявки: 31.03.1992
Дата публикации: 20.10.1995
Заявитель(и): Меньших Олег Федорович
Автор(ы): Меньших Олег Федорович
Патентообладатель(и): Меньших Олег Федорович
Описание изобретения: Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в качестве устройства для обнаружения эхосигнала лазерного доплеровского локатора с обзором по угловым координатам и непрерывным режимом излучения.
В современных обнаружителях сигналов, в частности применительно к локации, широко используют согласованный фильтр как элемент, оптимизирующий отношение сигнал/шум на своем выходе. При построении согласованных фильтров используют дисперсионные линии задержки, осуществляющие свертку широкополосного сигнала, в частности линейно-частотно-модулированного (ЛЧМ) сигнала.
В качестве прототипа можно выбрать устройство для обнаружения и анализа радиосигналов на основе дисперсионной линии задержки (ДЛЗ) на поверхностных акустических волнах (ПАВ), осуществляющее спектро-временное сжатие согласованного с дисперсией ДЛЗ широкополосного радиосигнала и содержащее входной усилитель, последовательно связанные полосовой фильтр, смеситель и ДЛЗ, а также линейно-частотно-модулированный гетеродин (ЛЧМГ), подключенный к второму входу смесителя. В этом устройстве полосовой фильтр выбран широкополосным, что определяется широкополосностью самого принимаемого сигнала или значительной степенью неопределенности его несущей частоты. Применение такого устройствам при приеме детерминированных радиоимпульсов с априори известным значением несущей частоты и длительностью малоэффективно. Можно показать, что получающееся при этом отношение сигнал/шум на выходе ДЛЗ не является оптимальным, что ограничивает обнаружительную способность такого устройства по отношению к указанному классу принимаемых сигналов.
Цель изобретения повышение вероятности обнаружения.
Это достигается следующим образом. В устройство, которое содержит входной усилитель, последовательно соединенные полосовой фильтр, смеситель и ДЛЗ, а также ЛЧМГ, подключенный к второму входу смесителя, введены первый и второй сумматоры, первый и второй усилители обратной связи и линия задержки на встречных ПАВ с двумя входными встречно-штыревыми преобразователями (ВШП), двумя промежуточными ВШП и выходным ВШП.
Выход входного усилителя соединен с первыми входами первого и второго сумматоров, выходы которых соединены соответственно с входными ВШП линии задержки на встречных ПАВ, промежуточные ВШП последней соединены соответственно с входами первого и второго усилителей обратной связи, выходной ВШП линии задержки на встречных ПАВ (ЛЗДВ на ВПАВ) соединен с входом полосового усилителя, выход первого усилителя обратной связи соединен с вторым входом второго сумматора, а выход второго усилителя обpатной связи соединен с вторым входом первого сумматора, причем выходной ВШП выполнен в виде согласованной с несущей частотой принимаемого радиоимпульсного сигнала монопериодической и непрерывной структуры с продольной длиной вдоль вектора распространения ПАВ равной lвых N˙τc˙V˙q, где q T/τ c- скважность, N число много больше единицы, τ c длительность принимаемого радиоимпульса, V скорость распространения ПАВ, электроды выходного ВШП размещены в пучностях образующейся в звукопроводе ЛЗДВ на ВПАВ стоячей волны, начало и конец выходного ВШП разноудалены от соответственно первого и второго входных ВШП на величину образующейся задержки, превышающей время корреляции для шумовой компоненты, а полоса пропускания в полосовом фильтре ΔF выбрана из условия ΔF 1/τ эф, где τ эф- эффективная длительность накопления сигнала при его рециркуляционном воспроизводстве.
Увеличение обнаружительной способности устройства по отношению к классу детерминированных радиоимпульсных сигналов объясняется их когерентным накоплением в ЛЗДВ на ВПАВ с парой рециркуляторов, воспроизводящих принятый радиоимпульс, поскольку период рециркуляции задан в целочисленном соотношении с периодом несущих колебаний принимаемого сигнала, согласованным также с монопериодической структурой выходного ВШП. Этому же способствует размещение электродов выходного ВШП в пучностях стоячей волны, образующейся от встречных ПАВ, распространяющихся по звукопроводу ЛЗДВ на ВПАВ от первого и второго входных ВШП. Повышение выходного отношения сигнал/шум объясняется также и тем, что края выходного ВШП разноудалены от первого и второго ВШП на величину, определяющую задержку, большую времени корреляции для шума, образованного во входном усилителе, что приводит к тому, что возбуждаемые в выходном ВШП ЭДС шума от каждой из двух встречных ПАВ взаимно не коррелируют между собой, а это удваивает величину отношения сигнал/шум на выходе ДЛЗ по мощности. Кроме того, существенное снижение дисперсии шума обусловлено сужением полосы пропускания в полосовом фильтре без потери энергии эффективной части накопленного сигнала, а влияние широкополосного шума смесителя устранено благодаря выбору коэффициента усиления в сигнальном тракте смесителя, при котором узкополосная шумовая компонента существенно превалирует над широкополосной шумовой компонентой смесителя. Эффективная длительность τ эфф накопления сигнала при его рециркуляционном воспроизводстве определяется выбором коэффициентов обратной связи в усилителях обратной связи (первом и втором) и числом N, определяющим длину выходного ВШП (габариты ЛЗДВ на ВПАВ), и может быть задана соизмеримой с удвоенным значением периода частотного сканинга в ЛЧМГ, что гарантирует не менее чем однократную полную обработку принимаемого сигнала в ДЛЗ, учитывая производительность момента прихода входного радиоимпульса по отношению к синхроимпульсам (периодически следующим), обеспечивающим моменты начала сканингов частоты в ЛЧМГ.
На чертеже приведена структурная схема предложенного устройства.
Оно содержит входной усилитель 1; первый сумматор 2; второй сумматор 3; первый входной встречно-штыревой преобразователь 4; второй входной встречно-штыревой преобразователь 5, линию задержки 6 на встречных поверхностных акустических волнах; первый промежуточный встречно-штыревой преобразователь 7; второй промежуточный встречно-штыревой преобразователь 8; первый усилитель 9 обратной связи; второй усилитель 10 обратной связи; выходной встречно-штыревой преобразователь 11; полосовой фильтр 12; смеситель 13; линейно-частотно-модулированный гетеродин 14; дисперсионную линию задержки 15.
Входной усилитель 1 подключен к первым входам первого 2 и второго 3 сумматоров, выходы которых соответственно подключены к первому входному ВШП 4 и второму входному ВШП 5 ЛЗДВ на ВПАВ 6, первый 7 и второй 8 промежуточные ВШП которой подключены соответственно к входам первого 9 и второго 10 усилителей обратной связи. Выходной ВШП 11 соединен с входом полосового фильтра 12, выход которого соединен с первым входом смесителя 13, к второму входу которого включен ЛЧМГ 14, а выход смесителя соединен с входом ДЛЗ 15. Подразумевается наличие компенсационного усиления в полосовом фильтре 12, учитывающего потери в ЛЗДВ на ВПАВ и условие, в силу которого полное усиление в сигнальной цепи смесителя должно обеспечить существенное превышение узкополосного шума над собственным широкополосным шумом смесителя.
Рассмотрим действие заявляемого устройства.
Квазимонохроматический радиоимпульс длительностью τ c с несущей частотой fo после усиления во входном усилителе 1 вместе с шумом воздействует на первые входы первого 2 и второго 3 сумматоров, откуда поступает на первый входной ВШП 4 и второй входной ВШП 5 соответственно, в звукопроводе ЛЗДВ на ВПАВ 6 возбуждаются две встречные ПАВ. Пусть первый 7 и второй 8 промежуточные ВШП этой линии расположены относительно соответствующих им входных ВШП на расстояниях, например, одинаковых, соответствующих задержкам сигнала, который индуцируется в этих промежуточных ВШП, равным Т/2, где Т период рециркуляции.
После усиления сигналов с выходов усилителей обратной связи 9 и 10 они вновь подводятся к входным ВШП 5 и 4 через вторые входы сумматоров 3 и 2. Это приводит к рециркуляции радиоимпульсов на входных ВШП и к образованию медленно затухающей по огибающей пачки радиоимпульсов, формирующей в звукопроводе ЛЗДВ на ВПАВ 6 две встречные волны из последовательности взаимно когерентных цугов волн с периодом следования их в пачках равным Т. При этом взаимная когерентность указанных цугов обеспечивается тем, что в периоде Т укладывается целое число длин волн λo V/fo, т.е. выполнено условие fo ˙T m (m целое число).
В результате взаимодействия этих встречных ПАВ между собой в звукопроводе ЛЗДВ на ВПАВ возникает стоячая волна на частоте fo, при этом в пространстве звукопровода между входными ВШП 4 и 5 должно укладываться по определению целое нечетное число полуволн λo/2, т.е. ЛЗДВ на ВПАВ должна быть так сконструирована, что представляла бы собой как бы открытый резонатор Фабри-Перо (как в оптике или микроволновой технике) с длиной резонатора Lрез= (2n+1) где n целое число (видим, что в длине резонатора должно укладываться целое и нечетное число полуволн для колебания несущей частоты принимаемого сигнала fo). Выходной ВШП 11 представляет собой сплошную монопериодическую структуру длиной lвыхN˙τc˙V˙q (при этом число N не обязательно целое, но просто существенно большее единицы, например от 7 до 20); q скважность. Чем больше число N lвых/V˙T, соответствующее числу цугов ПАВ (каждой из двух встречных ПАВ), одновременно взаимодействующих с выходным ВШП 11, тем больше эффективность накопителя, т.е. выше амплитуда полезного сигнала на выходе ЛЗДВ на ВПАВ, и это число ограничивается технологическими возможностями изготовления подложки из монокристалла, соответствующего пьезоэлектрика звукопровода ЛЗДВ на ВПАВ.
Независимо от конкретного значения числа N выходной ВШП 11 должен быть согласован с несущей частотой принимаемого (обнаруживаемого) сигнала fo, для чего расстояние между смежными парами штырей ВШП, принадлежащих разным электродам ВШП, с которых снимается сигнал индукции (обычно один из электродов заземляется, является общим), должно быть нечетно кратным полуволне (2K+1) где К 0, 1, 2, целое число (обычно не более 5 или 7), в зависимости от значения самой частоты fo; если она невелика (порядка 20.60 МГц), то обычно берут К 0.
Для более высоких частот число К берут ненулевым, поскольку весьма сложно фотолитографическим способом изготовить ВШП с весьма малыми расстояниями между смежными электродами ВШП. Так, для пьезокварца V 3,16 мм/мкс, и при К 0 и fo 300 МГц для расстояния между смежными электродами ВШП получаем d (2k+1) x порядка 5 мкм. Для частоты fo 20 МГц расстояние d79 мкм при К 0. Для того, чтобы съем сигнала с помощью выходного ВШП 11 был максимальным, его электроды должны находиться в пучностях стоячей ПАВ (это достигается конструированием ЛЗДВ на ВПАВ).
Особенностью расположения выходного ВШП 11 относительно входных ВШП 4 и 5 является различие расстояний от краев выходного ВШП 11 до соответствующих им входных ВШП. Это различие Δl следует брать порядка V˙T, поскольку Т > τc и интервал времени корреляции для шумовой компоненты с полосой шума порядка Δfш≈1/τc при этом не выше периода Т рециркуляции. При выполнении ЛЗДВ на ВПАВ с величиной Δl≥V˙T шумовые компоненты во встречных ПАВ, индуцирующие в выходном ВШП 11 результирующую компоненту шума, являются взаимно некоррелированными. Поэтому отношение сигнал/шум на выходе устройства возрастает максимально пропорционально корню квадратному из двух (по напряжению). Именно это обстоятельство и оправдывает некоторое усложнение конструкции ЛЗДВ на ВПАВ за счет введения в ее структуру дополнительных входного и промежуточного ВШП и формирования условий образования в ней стоячей ПАВ, а также усложнение электроники устройства введением второго рециркуляционного кольца. При этом важно отметить, что столь существенное улучшение отношения сигнал/шум на выходе ДЛЗ обеспечивается при увеличении длины линии задержки 6, т.е. без удвоения числа N.
При некоррелируемости шумовых компонент для встречных ПАВ при выполнении ЛЗДВ на ВПАВ с несимметричным расположением выходного ВШП 11 относительно входных ВШП 4 и 5, как об этом было указано выше, дисперсия шума на выходе ЛЗДВ на ВПАВ предложенного устройства будет равна
σ2шΣ= 2 Nq2/1-K (1) где G спектральная плотность мощности шума на входе устройства;
Ко коэффициент передачи по напряжению в рециркуляционном кольце (Ко 1).
Если отношение сигнал/шум на входе устройствам равно (по напряжению)
μвх (2) где Рвх мощность моноимпульса на входе усилителя 1, то нетрудно понять, что при когерентном накоплении в ЛЗДВ на ВПАВ 6 мощность сигнальной компоненты наибольшая (сигнал на выходе сначала быстро ступенчато нарастает, а затем медленно падает по амплитуде) достигает величины
PΣ max= 4PK (3) за время нарастания Δtнар (N-1)T. Из выражений (1)-(3) можно получить выражение для наибольшего возможного отношения сигнал/шум на выходе ЛЗДВ на ВПАВ 6
maxμ2л3 (4)
Из выражения (4) видно, что наибольший выигрыш в отношении сигнал/шум по напряжению на выходе ЛЗДВ на ВПАВ Wлзmax будет равен
Wлз max Kio (5)
После достижения этой величины выигрыша через время (N-1) ˙T выигрыш Wлз(t) в функции времени медленно уменьшается дискретно-экспоненциально с постоянной времени τp Ко˙ Т/(1- Ко), т.е. равен
Wлз(t)= Wлзmax exp (1-Ko) (6) где индекс дискретизации i меняется по времени по закону i E˙n˙t[t(T)] при t≥(N-1)T, t текущее время.
Учитывая выражение (6), можно найти эффективную длительность накопления τ:τэф (S r) ˙T, где индексы r и S определяются из системы (7)
r Kio/Kio → 1/
S ∈ exp (1-Ko) → 1/ (7)
Известно, что для передачи сигнала в цепи без заметного падения его энергии необходимо иметь полосу пропускания этой цепи, соизмеримую с обратной величиной длительности такого сигнала. Поэтому полоса пропускания в полосовом фильтре 12 может быть выбрана из условия
ΔF (8) где ΔFвх полоса пропускания входного усилителя 1 согласованная с длительностью принимаемого радиоимпульса τc.Сужение полосы пропускания в полосовом фильтре 12 в q(S-r) раз по сравнению с полосой пропускания входного усилителя 1 в случае Гауссова шума позволяет снизить во столько же раз дисперсию шума на выходе полосового фильтра 12 по сравнению с тем значением, которое определено в формуле (1), поэтому отношение сигнал/шум по напряжению на выходе полосового фильтра 12 в интервале времени от t (N-1)˙T и далее (в частности, до (S N + 1)˙Т) определяется выражением
μпф= μвх exp- (1-Ko)Kio (9) в котором дискретные моменты времени определены как ti (i-N+1)˙T
При условии, что K 1динамика накопления такова, что происходит быстрое (за время (N-1)˙T ) нарастание сигнала при выходе ЛЗДВ на ВПАВ 6 и медленное его затем падение (за время (S-N+1)˙T )с постоянной времени рециркуляторов τp= Ko /T (1-Ko) >> Т (полагаем, что обе рециркуляционные петли имеют идентичные характеристики, хотя это и не обязательно). Минимальное значение μпф.minв течение времени τэфсогласно выражению (9) равно
μпф min Kio (10) а максимальное, согласно формулам (4) и (8), соответствует значению
μпф max Kio (11)
Из выражений (10) и (11) видно, что среднее значение отношения сигнал/шум на выходе полосового фильтра 12 равно
μвх Kio (12) где индексы r и S определены системой (7).
Полученный на выходе полосового фильтра 12 расширенный по длительности до величины τэф (S˙ r)˙ T радиоимпульс с несущей частотой fo преобразуется в смесителе 13 в последовательность ЛЧМ-эквивалентов радиоимпульсов длительностью τ лз каждый, где τлз- длительность импульсной характеристики ДЛЗ 15, которая также равна длительности колебания ЛЧМГ 14. Скорость частотной перестройки ЛЧМ колебания в ЛЧМГ 14 согласуется с дисперсией ДЛЗ 15 и равна ΔFлзлз где ΔFлз рабочая полоса пропускания ДЛЗ 15
(ΔFлз>>(1/τc)=ΔFвх>>ΔF)
Собственный шум смесителя 13 в полосе пропускания ДЛЗ 15 ΔFлзнаходится как произведение σшсм2= Gсм˙ΔFлз, где G спектральная плотность шума смесителя, обычно в несколько раз большая величины G спектральной плотности шума входного усилителя 1 (r* Gсм/G). Можно показать, что при соблюдении условия
Кус>[2r*ΔFлзτс(1-Ко2)]1/2 (13) где Куc полный коэффициент усиления в сигнальном тракте смесителя 13 (от входного усилителя 1 до выхода полосового фильтра 12 с учетом всех потерь в тракте), собственным широкополосным шумом смесителя можно пренебречь, и дисперсия шума на выходе шума ДЛЗ (при условии последующей компенсации потерь в ней) равна дисперсии шума на ее входе, поскольку шум не снижается в ДЛЗ, а остается равномерно "размазан" во временном отклике ДЛЗ, т.е. в цикле сканинга длительностью τлз.Полезный сигнал с временной выборкой τлз<τ>эф снижается в ДЛЗ 15 в В ΔF лз τлз раз, и его амплитуда в максимуме корреляционной функции возрастает в раз по сравнению с той, которая действует на выходе полосового фильтра 12 (полагая, что коэффициент передачи смесителя равен единице). Следовательно, в среднем отношение сигнал/шум на выходе ДЛЗ 15 можно записать в виде выражения
Kio (14)
Для того, чтобы в ДЛЗ 15 имела место хотя бы одна полная обработка ЛЧМ-эквивалента длительностью τлз с учетом того обстоятельства, что моменты синхронизации работы ЛЧМГ 14 и появления на входе входного усилителя 1 радиоимпульса не связаны между собой и произвольны, необходимо выбирать длительность τэф≥2τлз. Наибольшее быстродействие в системе в смысле потребного времени на накопление сигнала и принятия решения о его обнаружении (обнаружение осуществляется в цепях после ДЛЗ, не представленных на чертеже и содержащих амплитудный детектор и пороговое устройство) достигается при выборе τэф=2τлз Это последнее означает, что
S-r=(2B/q) (15)
Подставляя выражение (15) в выражение (14), получим для случая оптимизации системы по ее быстродействию среднее отношение сигнал/шум, равное
вх·B1+ Kio (16) где ΔFвх=1/τc- согласованная с длительностью входного радиоимпульса полосы пропускания входного усилителя 1.
Известно, что при оптимальной фильтрации радиоимпульса длительностью τc необходимо затратить время 2τc и можно добиться получения отношения сигнал/шум на выходе такого оптимального фильтра μo, которое равно
μo2=2E/G=2τcPвх/G=2μвх2 (17)
Следовательно, с учетом выражения (17) выражение (16) можно переписать в виде
= Kio (18)
То обстоятельство, что μo не нарушает классических представлений теории информации. Фактически здесь имеем дело с эквивалентом многоканального приемника с статистически независимыми шумовыми свойствами каждого из них и со сложением результатов приема в общей нагрузке. Известно, что при использовании М одинаковых приемников такого рода, объединенных в общую нагрузку, отношение сигналя/шум растет по напряжению пропорционально корню квадратному из числа приемников, т.е. растет пропорционально М.
Если каждый из таких приемников содержит оптимальный фильтр, то общее отношение сигнал/шум в общей их нагрузке будет равно а время обработки будет равно 2τc. В предложенном устройстве это отношение определено в выражении (18), а обработка информации требует затраты времени равной 2τлз. Связь между временами τc иτлз дается выражением τcлз=ΔFлз/BΔFвх после подстановки его в выражение (18) получаем
= Kio= (19)
Следовательно, выигрыш в отношении сигнал/шум предложенного одноканального устройства равен
W 1,207 Kio= (20) где М число эквивалентных приемников с оптимальной обработкой информации, которое пришлось бы применить при их параллельной работе на общую нагрузку, чтобы получить тот же эффект обнаружения сигнала.
Выбор периода рециркуляции Т определяет возможное быстродействие заявляемого обнаружителя, поэтому минимальным значением для периода Т следует считать условие Т=τc. При этом условии видим из формулы (20), что отношение R , находящееся под корнем в средней части этого выражения, характеризует кратность R/T=τc (при Т τc ) замедления обработки в заявляемом устройстве по сравнению с системой из Мmax параллельно работающих на общую нагрузку приемников, где число их равно
Mmax /1,457·B(1-K2o)K (21)
Из формулы (21) видно, что качество системы обнаружения Q, оцениваемое числом эквивалентных приемников с оптимальными фильтрами Mmax и числом, обратно пропорциональным замедлению при обработке информации, равно
Q 1,457K (22)
Легко выделить, что при достаточно большом увеличении числа N за счет увеличения длины выходного ВШП 11 в ЛЗДВ на ВПАВ 6 и при выборе коэффициента обратной связи Ko_→ 1 справедливым оказывается выражение
Q ≃ 2,9B/N(1-K*o), K*o ∈ maxQ (23)
Таким образом, система отличается высоким качеством, реализация которого связана с работой системы не в реальном масштабе времени, в замедленном в R раз темпе по сравнению с параллельной работой Mmaxоптимальных приемников на единую нагрузку в течение времени 2τc. Исследуя функцию Ψ(KoN) (1-K2o)K на экстремум при заданном значении числа N, находим то значение коэффициента обратной связи Ко*, которое отвечает максимуму числа эквивалентных оптимальных приемников Мmax. Расчеты на микроЭВМ позволили получить таблицу соответствия для оптимизированных значений Ko* и Mmaxдля ряда чисел N.
Из приведенной таблицы видно, что функция Ψ(Ko*,N)мало изменяется с существенным изменением числа N при выборе оптимального коэффициента Ko*. Может показаться, что нет смысла увеличивать число N, т.е. увеличивать фактически размеры ЛЗДВ на ВПАВ 6. Но это не так, поскольку функция Ψ(Ko*,N) относится к ситуации, когда параметры ДЛЗ 15 согласованы с параметрами ЛЗДВ на ВПАВ 6 через условие равенства τэф=(S-r)T=2τлз. Поэтому с ростом N увеличивается Ko*, что приводит к росту длительности выходного импульса τэф снижаемого затем в ДЛЗ 15. Рост величины τэф адекватен росту длительности импульсной характеристики τлзв ДЛЗ, т.е. росту ее базы В, а это приводит как к увеличению числа Mmax, так и к росту разрешающей способности по частоте анализатора обнаружителя, величина которой, как известно, определяется величиной 1/τлз. Следовательно, увеличение числа N выгодно сказывается на обнаружительных характеристиках заявляемого технического решения, позволяет выбирать для его работы в согласованном режиме более высокоэффективные типы ДЛЗ. Следовательно, выражение (23) имеет универсальный характер оценки качества в согласованной системе предложенного типа, где связь между N и Ко определяется заменой Ко на его оптимизированное значение Ko*, зависящее от числа N, как это видно из приведенной таблицы. Как показали расчеты, при достаточно больших значениях N величина 1/N(1-Ko*) колеблется в малых пределах от 0,86 до 0,80, и тогда выражение (23) имеет простой вид, из чего делается главный вывод, что при достаточных значениях числа N (более 10) качество системы практически определяется базой ДЛЗ В: Q 2,4 В.
При приеме сигналов следует иметь в виду, что несущая частота их должна поддерживаться с точностью до 1/τлз,поэтому чем больше число N (сложнее конструкция ЛЗДВ на ВПАВ), тем выше требования к стабильности частоты зондирующего излучения в доплеровском локаторе или связной системе. Применительно к локации неподвижных объектов такая система весьма перспективна. В случае локации движущихся объектов (при наличии доплеровского смещения частоты) необходимо предварительное транспортирование несущей частоты в поисковом режиме к требуемой несущей частоте fо. Это увеличивает заметно время анализа в системе. Избежать этого можно в комбинированной системе: применением до рассматриваемого устройства широкополосного фильтра сжатия на другой ДЛЗ в режиме протяжки, при реализации которого частота корреляционного импульса на выходе такой ДЛЗ является постоянной и изменяется в функции величины доплеровского сдвига, лишь временное положение этого корреляционного импульса.
Изобретение может быть использовано в различных областях техники и научного эксперимента в локации, сверхдальней космической связи бинарными сигналами, в навигации, телеметрических системах, измерительной и спектроанализирующей технике, метрологии и т.д.
Формула изобретения: ОБНАРУЖИТЕЛЬ МОНОИМПУЛЬСНОГО РАДИОСИГНАЛА, содержащий входной усилитель, последовательно соединенные полосовой фильтр, смеситель и дисперсионную линию задержки, а также линейно-частотно-модулированный гетеродин, подключенный к второму входу смесителя, отличающийся тем, что, с целью увеличения обнаружительной способности, в него введены первый и второй сумматоры, первый и второй усилители обратной связи и линия задержки на встречных поверхностных акустических волнах с первым и вторым входами, первым и вторым промежуточными и центрально расположенным выходным встречно-штыревыми преобразователями, последний из которых подключен к входу полосового фильтра, выход входного усилителя соединен с первыми входами первого и второго сумматоров, выход первого сумматора соединен с первым входным встречно-штыревым преобразователем, выход второго сумматора соединен с вторым входным встречно-штыревым преобразователем, первый промежуточный встречно-штыревой преобразователь через первый усилитель обратной связи соединен с вторым входом второго сумматора, второй промежуточный встречно-штыревой преобразователь через второй усилитель обратной связи соединен с вторым входом первого сумматора, выходной встречно-штыревой преобразователь выполнен в виде сплошной монопериодической структуры с продольной длиной вдоль вектора распространения поверхностных акустических волн, равной произведению числа периодов циркуляции, расположенных на выходном встречно-штыревом преобразователе, периода циркуляций и скорости распространения поверхностной акустической волны, электроды выходного встречно-штыревого преобразователя совмещены с пучностями стоячей поверхностной акустической волны, длина звукопровода между первым и вторым входными встречно-штыревыми преобразователями, а также между первым и вторым промежуточными встречно-штыревыми преобразователями кратна целому нечетному числу полуволн для несущих колебаний принимаемого радиосигнала, суммарная задержка между первым входным и первым промежуточным, а также между вторым входным и вторым промежуточным встречно-штыревыми преобразователями, равная периоду циркуляции, целочисленно кратна периоду несущих колебаний принимаемого сигнала, расстояние между первым входным встречно-штыревым преобразователем и соответствующим первым концом выходного встречно-штыревого преобразователя не равно расстоянию между вторым входным встречно-штыревым преобразователем и соответствующим вторым концом выходного встречно-штыревого преобразователя, причем разность этих расстояний, отнесенная к скорости распространения поверхностной акустической волны, соизмерима с периодом циркуляции, полоса пропускания в полосовом фильтре выбрана соизмеримой с обратной величиной эффективной длительности моноимпульсного радиосигнала в выходном встречно-штыревом преобразователе, причем величина этой эффективной длительности выбрана не менее удвоенной величины длительности импульсной характеристики в дисперсионной линии задержки.