Главная страница  |  Описание сайта  |  Контакты
СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА ЦИФРОВОЙ ИНФОРМАЦИИ, УСТРОЙСТВО ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА ЦИФРОВОЙ ИНФОРМАЦИИ
СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА ЦИФРОВОЙ ИНФОРМАЦИИ, УСТРОЙСТВО ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА ЦИФРОВОЙ ИНФОРМАЦИИ

СПОСОБ ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА ЦИФРОВОЙ ИНФОРМАЦИИ, УСТРОЙСТВО ПЕРЕДАЧИ И ПРИЕМА ЦИФРОВОЙ ИНФОРМАЦИИ

Патент Российской Федерации
Суть изобретения: Изобретение относится к системам передачи информации и может быть использовано в радиотехнике, электронике, вычислительной технике и других отраслях, связанных с передачей цифровых данных. Сущность изобретения заключается в том, что при передаче цифровой информации сигнал формируют в виде бинарной дискретно-кодируемой последовательности, автокорреляционная функция которой обладает свойством стабилизации боковых лепестков при искажении (усечении) сигнала помехой, при этом символы "1" и "0" кодируют взаимно инверсными кодами. При дешифровке сигнала используют корреляционную обработку и идентифицируют информацию путем регистрации выхода корреляционной функции бсигнала и копии за пороговый уровень. Синтезируют сигнал, автокорреляционная функция которого обладает указанным свойством стабилизации боковых лепестков, посредством наращивания первоначального сигнала малой длины до получения сигнала требуемой длины, автокорреляционная функция которого имеет наименьший уровень боковых лепестков, и в то же время взаимная корреляционная функция такого сигнала с сигналом, соответствующим трем видам характерных помех, также имеет минимальный уровень боковых лепестков. Устройство для передачи и приема цифровой информации содержит блок кодирования в виде сумматора по модулю 2, а дешифратор содержит блок вычисления взаимной корреляционной функции сигнала и копии и пороговое устройство. 2 с. и 11 з.п. ф-лы, 8 ил.
Поиск по сайту

1. С помощью поисковых систем

   С помощью Google:    

2. Экспресс-поиск по номеру патента


введите номер патента (7 цифр)

3. По номеру патента и году публикации

2000000 ... 2099999   (1994-1997 гг.)

2100000 ... 2199999   (1997-2003 гг.)
Номер патента: 2109401
Класс(ы) патента: H04B1/62, H04B1/69
Номер заявки: 95108557/09
Дата подачи заявки: 07.06.1995
Дата публикации: 20.04.1998
Заявитель(и): Товарищество с ограниченной ответственностью - Фирма "Сервис-А"; Кобылянский Владимир Исакович
Автор(ы): Колик А.А.; Симаков С.В.; Бондарев С.А.; Николаев А.Н.; Кобылянский В.И.
Патентообладатель(и): Товарищество с ограниченной ответственностью - Фирма "Сервис-А"; Кобылянский Владимир Исакович
Описание изобретения: Изобретение относится к системам передачи информации, в частности, для передачи цифровых данных.
Известен способ передачи и приема цифровой информации, в котором для каждого бита двоичной информации формируют бинарный кодовый сигнал, посылают сигнал по каналу связи к приемному устройству, дешифруют принятый сигнала ( Зарубежная радиоэлектроника, 1984 N 12, с. 71, рис. 4). При шифровке информации используют код МАНЧЕСТР-II (М-II, ГОСТ 26675.52-87), дополненный синхроимпульсами и битами четности. В процессе дешифровки по виду синхроимпульса распознается тип информации и производится ее преобразование в биты двоичной информации. Используемый в известном способе код М-II обладает высокой скоростью передачи данных, а сам способ допускает для своей реализации простые в схемотехническом построении приемник и передатчик. Однако примененный код и процедура дешифровки информации, основанная на контроле четности числа импульсов, не позволяет получить улучшение отношения сигнал/шум при передаче и приеме информации. При этом увеличение корректирующей способности кода требует его избыточности, что достигается за счет уменьшения скорости передачи информации. Кроме того, код М-II, требует для приема данных стартовой синхронизирующей посылки, что приводит к снижению скорости передачи данных.
Известно устройство передачи и приема цифровой информации, содержащее источник сигнала, из которого сигнал поступает в блок кодирования сигнала, с которого сигнал поступает в передатчик и далее в линию связи, приемное устройство, сигнал с которого через ограничитель поступает на дешифратор и блок выдачи цифровой информации (US, N 3518415, H 04 B1/10, 70). В указанном устройстве идентификация сигнала осуществляется путем определения взаимной корреляционной функции (ВКФ) между принятым сигналом и копией, что позволяет повысить помехоустойчивость системы. Однако известное устройство предназначено главным образом для радиорелейных систем. Использование этого устройства для передачи только цифровой информации нерационально из-за его сложности.
Задачей изобретения является создание такой группы технических решений, которые в части способа передачи и приема цифровой информации обеспечивали бы для любой передающей среды повышенную помехозащищенность, т.е. улучшение отношения сигнал/шум, в том числе при искажении (усечении) сигнала в условиях естественных и искусственных помех, и высокую скорость передачи и приема информации, а на этапе дешифровки сигнала практически исключали ложное сообщение. Кроме того, способ должен обеспечить автоматическую синхронизацию передаваемого сигнала, исключая тем самым предварительную синхронизирующую посылку. Одновременно устройство, реализующее способ, должно быть простым в схемотехническом построении передатчика и приемника и надежным в эксплуатации.
Указанная задача решается тем, что в способе передачи и приема цифровой информации, заключающемся в том, что для каждого бита информации формируют бинарный кодовый сигнал, посылают сигнал по каналу связи к приемному устройству, дешифруют принятый сигнал, последний формируют в виде бинарной дискретно-кодируемой последовательности, автокорреляционная функция которой обладает свойством стабилизации максимального уровня боковых лепестков при искажении (усечении) сигнала помехой, при этом символы "1" и "О" кодируют взаимоинверсными кодами, а дешифровку сигнала осуществляют посредством определения взаимной корреляционной функции сигнала и копии, причем принятую информацию идентифицируют путем регистрации выхода взаимной корреляционной функции за пороговый уровень, при этом выход за его положительные значения соответствует символу "1" информации, а за отрицательные - значения символу "О" информации.
Определение взаимной корреляционной функции сигнала и копии может быть выполнено с помощью заранее сформированной и размещенной в запоминающем устройстве матрицы, адреса которой образуют кодовые двоичные слова результатов суммирования по модулю 2 (сравнения) сигнала и копии, а элементами матрицы являются значения разности количества символов "1" и "О" в адресном слове. При этом адреса матрицы могут быть образованы как полноразрядным двоичным словом, так и его сегментами. В обоих случаях число адресов матрицы соответствует максимальному для данной разрядности количеству (полноразрядного или его сегмента) двоичных слов, причем одинаковым элементам матрицы соответствует один приведенный адрес.
Значение взаимной корреляционной функции сигнала и копии может быть получено на каждом такте обработки сигнала одновременно по всем сегментам полноразрядного адресного двоичного слова, с последующим суммированием полученных значений сегментов взаимной корреляционной функции.
Значение взаимной корреляционной функции сигнала и копии может быть получено за несколько тактов обработки сигнала по одному сегменту полноразрядного адресного двоичного слова, последовательно помещая их в регистр (запоминающее устройство), с последующим суммированием полученных значений сегментов взаимной корреляционной функции.
Задача изобретения решается и тем, что для осуществления способа в устройстве передачи и приема цифровой информации, содержащем источник сигнала, из которого сигнал поступает в блок кодирования сигнала, с которого сигнал поступает в передатчик и далее в линию связи, приемное устройство, сигнал с которого через ограничитель поступает на дешифратор и блок выдачи цифровой информации, согласно изобретению блок кодирования сигнала выполнен в виде сумматора по модулю 2, связанного с запоминающим устройством, в котором размещена копия сигнала, а дешифратор содержит блок вычисления взаимной корреляционной функции сигнала и копии и пороговое устройство, связанное с блоком вычисления взаимной корреляционной функции и блоком выдачи цифровой информации, при этом блок вычисления взаимной корреляционной функции по каналу знака связан с блоком выдачи цифровой информации и включает сумматор по модулю 2, осуществляющий операцию поразрядного сравнения сигнала и копии.
В блоке вычисления взаимной корреляционной функции сигнала и копии сумматор по модулю 2 может быть связан с сумматором, вход которого соединен с входом порогового устройства.
Блок вычисления взаимной корреляционной функции может также содержать связанное с сумматором по модулю 2 запоминающее устройство, в котором размещена матрица известных значений взаимной корреляционной функции, при этом адресами матрицы являются кодовые двоичные слова, формируемые на выходе сумматора по модулю 2.
В последнем случае запоминающее устройство может быть связано с сумматором по модулю 2 одним каналом, на вход которого поступает полноразрядное адресное двоичное слово.
В другом исполнении блок вычисления взаимной корреляционной функции сигнала и копии может дополнительно содержать тактовый сумматор, при этом запоминающее устройство связано с сумматором по модулю 2 и сумматором одинаковым числом каналов, соответствующих числу сегментов полноразрядного двоичного слова.
Кроме того, блок вычисления взаимной корреляционной функции сигнала и копии может содержать рециркулятор, соединенный с выходом запоминающего устройства, связанного с сумматором по модулю 2 посредством мультиплексора, при этом рециркулятор включает сумматор и регистр, выход которого соединен с одним из входов сумматора.
На фиг. 1 приведен пример вычисления взаимной корреляционной функции сигнала и копии: а - взаимная корреляционная функция сигнала и копии для частного случая кодировки сигнала; б - таблица значений результатов сравнения сигала и копии и значения их взаимной корреляционной функции на каждом такте обработки сигнала; на фиг. 2 - пример кода, обладающего необходимыми для осуществления способа свойствами; на фиг. 3 - пример известного кода (Баркера); на фиг. 4 - блок-схема устройства передачи и приема цифровой информации; на фиг. 5 - вариант выполнения блока вычисления взаимной корреляционной функции сигнала и копии; на фиг. 6 - то же, использующий матрицу известных значений; на фиг. 7 - то же, по нескольким каналам (параллельная схема); на фиг. 8 - то же, по одному каналу (последовательная схема).
Способ передачи и приема информации заключается в следующем.
На передающей стороне каждый бит двоичной информации кодируется сигналом в виде дискретно-кодируемой последовательности с заданной автокорреляционной функцией, свойства которой состоят в том, что ее боковые лепестки ограничены по уровню и не возрастают при искажении (усечении) сигнала помехой. Символы "1" и "О" двоичной информации кодируются взаимоинверсными кодами, автокорреляционная функция которых отличается только знаками. Кодировка сигнала может быть выполнена по любому параметру, различаемому на приемной стороне, например, в виде модуляции по частоте, фазе, амплитуде и т. д. Далее сигнал по каналу связи поступает к приемному устройству, где происходит его дешифровка и идентификация. Дешифровка сигнала осуществляется в процессе операции его свертки с копией, для чего между ними определяется взаимная корреляционная функция, а идентификация сигнала производится путем регистрации выхода взаимной корреляционной функции за пороговый уровень, зависящий от уровня боковых лепестков автокорреляционной функции используемого кода. Выход за положительные значения порогового уровня соответствует принятому символу "1", а за отрицательные значения - символу "0" передаваемой цифровой информации.
При вычислении взаимной корреляционной функции сигнала и копии каждый элемент принятого сигнала должен быть умножен на соответствующее значение элемента копии и все результаты просуммированы. Операция умножения реализуется в виде логической операции суммирования по модулю 2 (сравнение), а значениями взаимной корреляционной функции на каждом такте обработки сигнала являются разности количества совпадающих и несовпадающих символов принятого сигнала и копии по результатам операции суммирования по модулю 2.
Сказанное выше поясняется следующим примером.
Пусть кодирование символа "1" двоичной информации производится последовательностью вида "+--+-". Тогда инверсный ему код имеет вид "-++-+" и в соответствии с условиями способа представляет символ "0" двоичной информации. Для определенности принят символ отсутствия информации "z", который в процессе вычисления взаимной корреляционной функции и автокорреляционной функции не участвует. В этом случае передача сообщения "10" будет кодирована последовательностью вида "+--+--++-+". Взаимная корреляционная функция, соответствующая свертке сигнала и копии имеет вид, приведенный на фиг. 1,а.
В таблице на фиг. 1,б приводятся результаты суммирования по модулю 2 (сравнения) сигнала и копии и значения взаимной корреляционной функции на каждом такте обработки сигнала. Две прямые 1 параллельные оси "N такта приема информации" ограничивают пороговые значения взаимной корреляционной функции. Основным лепесткам взаимной корреляционной функции соответствуют точки 2,3, а боковым лепесткам - точки 4,5. Выход взаимной корреляционной функции за пороговые значения означает, что точка 2 соответствует принятому символу "1", а точка 3 - принятому символу "0" цифровой информации, т.к. коды бит "1" и "0" взаимоинверсны. В целом принятая информация идентифицируется как сообщение из двух символов "10".
Искажение поступающего в приемное устройство сигнала помехой, вызовет уменьшение только пикового значения взаимной корреляционной функции (основные лепестки). В силу особенностей кода боковые лепестки взаимной корреляционной функции не выйдут за пределы порогового уровня и если последний имеет достаточно низкое значение, то превышения пика взаимной корреляционной функции над пороговым уровнем всегда будет иметь место, а, следовательно, и всегда возможна идентификация переданной информации. Пороговый уровень должен быть не ниже максимального абсолютного значения боковых лепестков автокорреляционной функции и равен в приведенном примере 4. Однако для данной разрядности сигнала (N= 5) этот уровень достаточно высок, чтобы можно было считать вероятность принятия достоверного решения высокой. Это означает, что даже в случае, если автокорреляционная функция кода, приведенного в данном примере, и обладает необходимым свойством стабилизации боковых лепестков, то в случае существенного искажения сигнала помехой правильная идентификация сигнала будет маловероятной.
Приведенный выше пример кодового сигнала малой длины использован главным образом для того, чтобы показать принцип предложенного способа, а также с целью сокращения графического материала. Ниже на примере сигнала большей длины иллюстрируются основные свойства используемого кода, позволяющие достигнуть высокую вероятность правильной идентификации переданной информации.
На фиг. 2 приводится сигнал, обладающий необходимыми для осуществления способа свойствами, а на фиг. 3 для сравнения показан известный сигнал (код Баркера), лишенный этих свойств.
На обеих фигурах первая колонка содержит количество усечений в каждом случае, вторая колонка показывает структуру сигнала при искажении его помехой (усечении), а в третьей колонке приводятся значения автокорреляционной функция сигнала для каждого из его усечений, которые можно рассматривать как взаимные корреляционные функции искаженного сигнала и копии.
Как видно из фиг. 2, усечение сигнала не изменяет абсолютный уровень максимальных боковых лепестков автокорреляционной функции, оставляя их значения меньшими или равными 3, в то время как искажение сигнала, соответствующего коду Баркера, приводит к увеличению абсолютного уровня максимальных боковых лепестков от 1 до 4, начиная с усечения одной позиции сигнала. Сравнение фиг. 2 и 3 свидетельствует, что первый из сигналов проявляет свойства стабилизации боковых лепестков автокорреляционной функции, а у второго сигнала эти свойства отсутствуют. Это различие приводит к повышению порогового уровня при использовании в качестве дискретно-кодируемой последовательности кода Баркера, что в свою очередь уменьшает динамический диапазон обработки сигнала. И хотя боковые лепестки автокорреляционной функции кода Баркера равны 1, уже при усечении трех позиций сигнала они достигают значения 3, что соответствует уровню боковых лепестков автокорреляционной функции сигнала на фиг. 2. Это в данном случае означает, что если не увеличивать пороговое значение при использовании в качестве дискретно-кодируемой последовательности кода Баркера, то при усечении помехой более трех позиций сигнала, боковые лепестки превысят порог, соответствующий значению 3, и достоверное принятие цифровой информации будет невозможным. В то же время увеличение порогового уровня приводит, как сказано выше к уменьшению динамического диапазона сигнала. С другой стороны, для сигнала, код которого обладает стабилизирующим свойством боковых лепестков автокорреляционной функции, усечение сигнала до 11 позиций не приводит к превышению боковыми лепестками указанного порогового значения, т.е. даже при таком искажении только основной лепесток автокорреляционной функции сигнала превысит пороговый уровень и информация достоверно идентифицируется на приемной стороне.
Приведенный пример показывает, что если код обладает свойством стабилизации боковых лепестков автокорреляционной функции, то это свойство проявляет взаимная корреляционная функция сигнала и копии, что, в конечном счете обуславливает высокую помехозащищенность кода.
При дешифровке кодового сигнала большой длины в процессе определения взаимной корреляционной функции сигнала и копии, требуется произвести большое число операций сложения результатов суммирования по модулю 2. Это приводит как к большим аппаратным затратам (если производится параллельное суммирование результатов), так и к большим временным издержкам (последовательное суммирование).
В предложенном способе эти трудности устранены благодаря тому, что при определении взаимной корреляционной функции сигнала и копии используется заранее определенная и размещенная в запоминающем устройстве матрица, адреса которой образуют кодовые двоичные слова результатов сравнения сигнала и копии, а элементами являются значения разности количества символов "0" и "1" в адресном слове.
Для того, чтобы матрица могла бы быть использована для кода любой разрядности N максимальное число адресных двоичных слов должно равняться всему возможному для данной разрядности количеству двоичных слов, определяемому значением 2. Число значений элементов матрицы по этим адресам - N+1. Так, в приведенном выше примере максимальное число адресов должно равняться 32 (2N), а число значений взаимной корреляционной функции по этим адресам-6. Этим значениям соответствуют числа +5, +3, +1.
При определении взаимной корреляционной функции с помощью матрицы суммирование не производится и по результатам сравнения сигнала и копии на каждом такте обработки сигнала (суммирование по модулю 2) формируется адрес элемента матрицы, в котором размещено известное значение взаимной корреляционной функции. Такой путь вычисления ВКФ значительно ускоряет дешифровку сигнала.
Использование матрицы для сигнала большой разрядности (N велико) требует большого объема памяти запоминающего устройства, что приводит к необходимости увеличивать аппаратные затраты. Их можно уменьшить, использовав свойства матрицы, которые легко выявляются в описанном выше примере корреляционной обработки сигнала. Так предпоследний столбец матрицы фиг. 1 б можно рассматривать как сегмент полноразрядной матрицы, содержащий 32 двоичных адресных слова.
Адресам, с одинаковым числом "1" и "0", соответствуют одинаковые значения взаимной корреляционной функции. Например, адресам 01101, 10110, 01011, 01110, 01101 соответствует значение взаимной корреляционной функции, равное -1, а адресам 11101, 11011 - значение взаимной корреляционной функции, равное -3 и т.д., что позволяет эти адреса объединять одним приведенным адресом. Это приводит к существенному уменьшению объема матрицы, который может быть еще уменьшен, если принять во внимание, что значение взаимной корреляционной функции может быть получено путем суммирования сегментов взаимной корреляционной функции, полученным по сегментам полноразрядного двоичного слова.
Так, в приведенном примере матрица в предпоследнем столбце таблицы на фиг. 1, б может быть разбита на два сегмента, которым соответствуют двух и трехразрядные сегменты пятиразрядного адресного слова, а значение взаимной корреляционной функции может быть получено как сумма значений сегментов взаимной корреляционной функции, определенных по сегментам полного адресного слова. Действительно, например для 6-го такта обработки сигнала сегменту 010 адресного слова 01011 в матрице размерности N=3 должно соответствовать значение взаимной корреляционной функции, равное 1, а для другого сегмента 11 этого же адресного слова в матрице N=2 должно соответствовать значение, равное -2. Сумма значений 1+(-2) =-1, т.е. соответствует значению взаимной корреляционной функции, определенному по полноразрядному адресному слову 01011.
Отмеченное выше свойство матрицы позволяет, разбивать ее на несколько сегментов разрядности N, N,...N, т.ч. N +N +...N =N, при этом объем полученной матрицы 2 +2... 2 будет меньше 2. В приведенном примере N =3, N =2, поэтому число адресов матрицы будет 12 (2+2), что соответствует значительно меньшему объему исходной матрицы.
Таким образом, при определении взаимной корреляционной функции по сегментам адресных слов возможно использовать не всю полноразрядную матрицу, а только ее часть, что значительно уменьшает объем хранимой в запоминающем устройстве информации и убыстряет процедуру дешифровки сигнала. Это позволяет выполнять как параллельную обработку сигнала на одном такте, что значительно ускоряет процесс вычисления взаимной корреляционной функции, так и последовательную обработку сигнала за несколько тактов, при которой матрица может иметь наименьший объем. В первом случае взаимная корреляционная функция определяется одновременно по всем сегментам адресных слов результатов сравнения сигнала и копии с последующим суммированием сегментов взаимной корреляционной функции, а во втором случае взаимная корреляционная функция определяется за несколько тактов обработки сигнала по сегментам адресного слова с последовательным использованием сегмента матрицы и дальнейшим суммированием сегментов взаимной корреляционной функции.
Как следует из описания способа для его реализации нет необходимости в передаче стартовых синхроимпульсов, как, например, это имеет место при использовании кода М-11, т.к. выделенный на выходе порогового устройства корреляционный пик является как стартовым, так и битом полезной информации. Это свидетельствует о том, что кодовый сигнал, автокорреляционная функция которого обладает свойством стабилизации боковых лепестков является самосинхронизирующимся, при этом объем передаваемой информации не имеет ограничений.
Способ передачи и приема цифровой информации осуществляется устройством, приведенным на фиг. 4. На передающей стороне устройство содержит источник сигнала 6, блок кодировки сигнала 7, передатчик 8. Блок кодировки сигнала включает модулятор 9, сумматор по модулю 2 10 и связанное с ним запоминающее устройство 11, в котором размещена копия сигнала. На приемной стороне устройство содержит приемник 12, ограничитель сигналов 13 и дешифратор, включающий блок 14 вычисления ВКФ сигнала и копии и связанное с блоком 14 пороговое устройство 15. Один из выходов блока 14 соединен с входом порогового устройства 15, а другой по каналу знака - с блоком 16 выдачи цифровой информации, второй вход которого соединен с выходом порогового устройства 15.
Блок 14 приведен на фиг. 5-8 и может быть выполнен в виде сумматора по модулю 2 17, связанного с запоминающим устройством 18, содержащим копию сигнала, и сумматора 19 результатов поразрядного сравнения сигнала и копии (суммирование по модулю 2), фиг.5.
В том случае, когда для вычисления взаимной корреляционной функции сигнала и копии используется заранее сформированная матрица известных значений корреляционных функций, сумматор 19 заменяется на программно-запоминающее устройство 20, в котором размещены значения взаимной корреляционной функции, лежащие по адресу поэлементной свертки сигнала и копии (фиг. 6).
Связь между сумматором по модулю 2 17 и ЗУ 20 может осуществляться как по нескольким каналам связи (фиг. 7), так и по одному каналу (фиг. 8).
В обоих вариантах запоминающее устройство 20 связано с сумматором 21, при этом в первом случае входы запоминающего устройства 20 соединены с выходом сумматора до модулю 2 17 несколькими каналами связи по числу сегментов адресного полноразрядного двоичного слова, а запоминающее устройство 20 содержит одинаковые матрицы значений взаимной корреляционной функции по числу сегментов, причем связь запоминающего устройства 20 с сумматором 21 осуществляется по нескольким каналам связи в том же количестве, что и на входе запоминающего устройства 20.
Во втором случае запоминающее устройство 20 связано одним каналом с сумматором по модулю 2 17 с помощью мультиплексора 22, при этом сумматор 21 входит в состав рециркулятора 23, содержащего кроме этого, регистр 24.
Устройство работает следующим образом.
Сигнал, соответствующий двоичной цифровой информации, из источника 6 (фиг. 4, 5) поступает в блок кодировки 7, где посредством модулятора 9 приобретает вид дискретно-кодируемой последовательности. При этом посредством сумматора по модулю 2 10 и связанного с ним программно-запоминающего устройства 11, где размещена копия сигнала, символы "1" и "0" кодируются взаимно инверсными кодами. Далее сигнал поступает в передатчик 8 и затем в линию связи. На приемной стороне сигнал с выхода приемника 12 через ограничитель 13 поступает на сумматор по модулю 2 17 блока вычисления взаимной корреляционной функции 15. Сюда же подается копия сигнала, размещенная в запоминающем устройстве 18. С помощью сумматора по модулю 2 16 производится обработка сигнала, в процессе которой образуется кодовое двоичное слово той же разрядности, что и сигнал. Каждый элемент этого слова является результатом поразрядного сравнения сигнала и копии в процедуре суммирования по модулю 2. Далее сигнал, являющийся результатом этой процедуры, поступает в сумматор 19, на выходе которого формируется значение взаимной корреляционной функции сигнала и копии на одном такте передачи сигнала. Суммирование сигнала может выполняться попарно (лестница) и последовательно. Каждый из этих путей обработки сигнала большой разрядности приводит к большим аппаратным или временным затратам.
Избежать этого позволяет вариант устройства, приведенный на фиг. 6. При его работе кодовое двоичное слово, образованное в результате сравнения сигнала и копии на выходе сумматора по модулю 2 17, является адресом, определяющим готовое значение взаимной корреляционной функции соответствующего элемента матрицы, размещенной в запоминающем устройстве 20. По этому сигналу отыскивается элемент матрицы, содержащий готовое значение взаимной корреляционной функции.
Для оптимального режима соотношения времен передачи сигнала и его обработки предназначены варианты различного выполнения блока 14 вычисления взаимной корреляционной функции, приведенные на фиг. 7, 8.
Так, при работе устройства для блока 14 на фиг. 7 адресами матрицы являются сегменты кодового слова на выходе сумматора по модулю 2 17. Сигналы, соответствующие этим сегментам, поступают по параллельным каналам на вход запоминающего устройства 20, содержащего несколько матриц по числу сегментов. Далее по завершению такта обработки сигнала полученные значения сегментов взаимные корреляционные функции суммируются в блоке 21 для получения окончательного значения взаимной корреляционной функции. Это позволяет выполнять параллельную потактовую обработку сигнала с помощью матрицы значительно меньшего объема.
При большом быстродействии аппаратуры или малой скорости передачи целесообразно использовать вариант выполнения блока 14, приведенный на фиг. 8. Этот вариант позволяет производить обработку сигнала за несколько тактов.
Адресное слово, сформированное на выходе сумматора по модулю 2 17, разбивается мультиплексором 22 на М сегментов, и сигналы, соответствующие этим сегментам, последовательно поступают по одному каналу на вход запоминающего устройства 20, на выходе которого формируется сегмент взаимной корреляционной функции. Сигнал, соответствующий этому сегменту, поступает на один из входов сумматора 21, а на другой вход сумматора поступает сигнал с выхода регистра 24. В результате происходит суммирование взаимных корреляционных функций по М - тактам с формированием окончательного значения взаимной корреляционной функции. Такая процедура обработки сигнала позволяет использовать матрицу минимального объема и максимально реализовать быстродействие аппаратуры (ЭВМ).
Во всех случаях выполнения блока 14 с его выхода сигнал, соответствующий значениям взаимной корреляционной функции, поступает на вход порогового устройства 15, а сигнал, соответствующий знаку взаимной корреляционной функции - на блок 16 выдачи цифровой информации. На выходе порогового устройства 15 формируется сигнал, соответствующий превышению основными лепестками взаимной корреляционной функции порогового уровня, который также поступает на блок 16, где с учетом знака взаимной корреляционной функции сигнал идентифицируется как символ "1" или "0".
Формула изобретения: 1. Способ передачи и приема цифровой информации, заключающийся в том, что для каждого бита информации формируют бинарный кодовый сигнал, посылают сигнал по каналу связи к приемному устройству, дешифруют принятый сигнал, отличающийся тем, что сигнал формируют в виде бинарной дискретно-кодируемой последовательности, автокорреляционная функция которой обладает свойством стабилизации максимального уровня боковых лепестков при искажении сигнала помехой, при этом символы "1" и "0" кодируют взаимно инверсными кодами, а дешифровку сигнала осуществляют посредством определения взаимной корреляционной функции сигнала и копии, причем принятую информацию идентифицируют путем регистрации выхода взаимной корреляционной функции за пороговый уровень, при этом выход за его положительные значения соответствует символу "1" информации, а за отрицательные значения - символу "0" информации.
2. Способ по п.1, отличающийся тем, что определение взаимной корреляционной функции сигнала и копии выполняют с помощью заранее сформированной и размещенной в запоминающем устройстве матрицы, адреса которой образуют кодовые двоичные слова результатов суммирования по модулю 2 сигнала и копии, а элементами матрицы являются значения разности количества символов "0" и "1" в адресном слове.
3. Способ по п.2, отличающийся тем, что адреса матрицы образованы полноразрядным двоичным словом, причем число адресов матрицы соответствует максимальному для данной разрядности количеству двоичных слов.
4. Способ по п.2, отличающийся тем, что значение взаимной корреляционной функции сигнала и копии получают как сумму значений элементов матрицы, адреса которой образованы сегментами полноразрядного двоичного слова, причем число элементов матрицы соответствует максимальному для данной разрядности сегмента количеству двоичных слов.
5. Способ по п.3 или 4, отличающийся тем, что одинаковым элементам матрицы соответствует один приведенный адрес.
6. Способ по п.5, отличающийся тем, что значение взаимной корреляционной функции сигнала и копии получают на каждом такте обработки сигнала одновременно по всем сегментам полноразрядного двоичного слова с последующим суммированием полученных значений сегментов взаимной корреляционной функции.
7. Способ по п.5, отличающийся тем, что значение взаимной корреляционной функции сигнала и копии получают за несколько тактов обработки сигнала по одному сегменту полноразрядного адресного двоичного слова, последовательно помещая их в регистр, с последующим суммированием полученных значений сегментов взаимной корреляционной функции.
8. Устройство передачи и приема цифровой информации, содержащее источник сигнала, из которого сигнал поступает в блок кодирования сигнала, с которого сигнал поступает в передатчик и далее - в линию связи, приемное устройство, сигнал с которого через ограничитель поступает на дешифратор и блок выдачи цифровой информации, отличающееся тем, что блок кодирования сигнала выполнен в виде сумматора по модулю два, связанного с запоминающим устройством, в котором размещена копия сигнала, а дешифратор содержит блок вычисления взаимной корреляционной функции сигнала и копии и пороговое устройство, связанное с блоком вычисления взаимной корреляционной функции и блоком выдачи цифровой информации, при этом блок вычисления взаимной корреляционной функции по каналу знака связан с блоком выдачи цифровой информации и включает сумматор по модулю два, осуществляющий операцию поразрядного сравнения сигнала и копии.
9. Устройство по п.8, отличающееся тем, что в блоке вычисления взаимной корреляционной функции сигнала и копии сумматор по модулю два связан с сумматором, вход которого соединен с входом порогового устройства.
10. Устройство по п.8, отличающееся тем, что блок вычисления взаимной корреляционной функции сигнала и копии содержит связанное с сумматором по модулю два запоминающее устройство, в котором размещена матрица известных значений взаимной корреляционной функции, при этом адресами матрицы являются кодовые двоичные слова, формируемые на выходе сумматора по модулю два.
11. Устройство по п.10, отличающееся тем, что запоминающее устройство связано с сумматором по модулю два одним каналом, на вход которого поступает полноразрядное адресное двоичное слово.
12. Устройство по п.10, отличающееся тем, что блок вычисления взаимной корреляционной функции сигнала и копии дополнительно содержит тактовый сумматор, при этом запоминающее устройство связано с сумматором по модулю два и сумматором одинаковых числом каналов, соответствующим числу сегментов полноразрядного двоичного слова.
13. Устройство по п.10, отличающееся тем, что блок вычисления взаимной корреляционной функции сигнала и копии содержит рециркулятор, соединенный с выходом запоминающего устройства, связанного с сумматором по модулю для посредством мультиплексора, при этом рециркулятор включает сумматор и регистр, выход которого соединен с одним из входов сумматора.