Главная страница  |  Описание сайта  |  Контакты
СПОСОБ И УСТРОЙСТВО (ВАРИАНТЫ) ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ В МНОГОЛУЧЕВОМ КАНАЛЕ
СПОСОБ И УСТРОЙСТВО (ВАРИАНТЫ) ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ В МНОГОЛУЧЕВОМ КАНАЛЕ

СПОСОБ И УСТРОЙСТВО (ВАРИАНТЫ) ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ В МНОГОЛУЧЕВОМ КАНАЛЕ

Патент Российской Федерации
Суть изобретения: Предлагается способ повышения надежности и достоверности приема сигналов в многолучевом канале с быстрыми фазовыми флуктуациями и сильными переменными доплеровскими смещениями частоты. Достигаемый технический результат осуществляется с помощью применения сложных широкополосных сигналов на основе манипуляции фазы несущей псевдослучайным кодом и использования принципа оптимального сложения колебаний, приходящих по разным путям распространения с разными задержками, выделяемых в результате их согласованной фильтрации. Такое согласование трудно обеспечить при быстрых флуктуациях параметров сигналов. Если на протяжении длительности сигнала фазы колебаний, приходящих по разным лучам с разными задержками, несколько раз некоррелированно друг с другом изменяют знак, корреляционные свойства сигнала резко ухудшаются и достоверность приема падает. Предлагаемый способ отличается от прототипа тем, что передаваемую кодовую последовательность перекодируют в соответствии с законом относительной фазовой манипуляции, и к заполнению каждого элементарного сигнала добавляется фаза, которая увеличивается от сигнала к сигналу по квадратичному закону. При приеме сигнал задерживают на длительность одного элемента передаваемого сложного сигнала, смещают его частоту на суммарное значение промежуточной частоты и значение, равное среднему приращению мгновенной частоты несущего колебания за время задержки, умножают на исходное принимаемое колебание и выделяют колебание на промежуточной частоте. Сигнал на промежуточной частоте обрабатывают также как в канале без доплеровского смещения с известными постоянными фазовыми сдвигами колебаний, приходящих с разными задержками. 3 с.п. ф-лы, 3 ил.
Поиск по сайту

1. С помощью поисковых систем

   С помощью Google:    

2. Экспресс-поиск по номеру патента


введите номер патента (7 цифр)

3. По номеру патента и году публикации

2000000 ... 2099999   (1994-1997 гг.)

2100000 ... 2199999   (1997-2003 гг.)
Номер патента: 2118052
Класс(ы) патента: H04B7/015
Номер заявки: 96115575/09
Дата подачи заявки: 25.07.1996
Дата публикации: 20.08.1998
Заявитель(и): Морозов Андрей Константинович
Автор(ы): Морозов Андрей Константинович
Патентообладатель(и): Морозов Андрей Константинович
Описание изобретения: Изобретение относится к технике связи и предназначено для помехоустойчивой передачи дискретной информации по сложным многолучевым каналам. К таким каналам относятся высокоскоростной канал сотовой мобильной связи в условиях городской застройки, дальний коротковолновый мобильный канал связи, гидроакустический канал связи с подвижным подводным аппаратом.
Имеется большое число способов и устройств, в которых решается задача помехоустойчивой передачи дискретной информации по многолучевым каналам связи [1, 2] . Проведенное патентное исследование выявило следующие три тенденции развития систем передачи дискретной информации по многолучевым каналам связи: повышение помехоустойчивости путем использования методов разнесенного приема [3, 4]; повышение эффективности систем связи путем применения новых методов адаптивного приема [5, 6]; повышение помехоустойчивости приема за счет применения сложных широкополосных сигналов и корреляционных методов обработки [7] . Предлагаемое изобретение относится к третьей тенденции развития систем связи по многолучевым каналам и предлагает для построения систем связи способ, основанный на использовании широкополосных сигналов с соответствующим корреляционным преобразованием на приемной стороне, которое делает систему нечувствительной к многолучевому распространению сигналов и к случайным переменным доплеровским смещениям частоты колебаний, приходящих по разным путям.
Прототипом к изобретению является способ, лежащий в основе системы "Рейк". Система "Рейк", реализующая данный способ, рассматривается как прототип заявляемых устройств. Эта классическая система описана в большом числе источников [1, 2] , наиболее подробно в монографии [1]. Система "Рейк" строится в соответствии со способом, предполагающим передачу дискретной информации с помощью ансамбля шумоподобных сигналов, а при приеме - разделение принимаемых по разным лучам сигналов по времени их прихода с помощью согласованной фильтрации или корреляционно фильтровой обработки, с последующим их временным совмещением и квазикогерентным объединением перед принятием решения. В системе "Рейк" для передачи информации используется два шумоподобных ортогональных сигнала. Разделение колебаний, приходящих в точку приема по разным путям с разными задержками, осуществляется с помощью корреляционно-фильтровой обработки. Принимаемое колебание разделяют на два канала приема, соответствующих двум передаваемым ортогональным шумоподобным сигналам. В каждом канале принимаемое колебание поступает на линию задержки с отводами, сделанными с равномерным шагом Δt, который равен разрешающей способности шумоподобного сигнала по времени. Сигнал с каждого отвода линии задержки с помощью смесителей умножается на соответствующий шумоподобный сигнал на несущей частоте и затем на гармоническое колебание с амплитудой и фазой, равными оценкам амплитуды и фазы колебания, приходящего с данной задержкой. Результирующие колебания суммируются, фильтруются в полосе, равной обратному значению времени длительности передаваемого сигнала, и после детектирования подаются на сравнивающее устройство, где принимается решение, что передается сигнал, соответствующий каналу с большим уровнем напряжения детектора. Гармонические колебания с амплитудами и фазами, являющимися оценками амплитуд и фаз сигналов с разными задержками, поступают на умножители-смесители с их других входов после смещения частоты и выделения в узкополосных фильтрах в результате накопления на длительном интервале времени, значительно превышающем длительность периода передаваемого сигнала. Эта часть схемы может быть выделена как устройство оценки параметров канала.
Система "Рейк" хорошо работает в многолучевом канале с очень медленными замираниями и флуктуациями сигналов. Предполагается, что на интервале длительности передаваемого по каналу сигнала фаза колебаний, приходящих по отдельным лучам, остается постоянной. При увеличении скорости фазовых флуктуаций и доплеровского смещения частоты принимаемых колебаний их корреляция с опорным сигналом уменьшается, согласованная обработка нарушается, сделанные на предшествующих шагах оценки амплитуды и фазы колебаний становятся неверными, система перестает работать.
Задача, на решение которой направлено данное изобретение, заключается в том, чтобы максимально повысить надежность и достоверность приема сигналов в многолучевом канале с быстрыми фазовыми флуктуациями и сильными переменными доплеровскими смещениями частоты. Данная задача решается с помощью применения сложных широкополосных сигналов на основе манипуляции фазы несущей псевдослучайным кодом и использования принципа оптимального сложения колебаний, приходящих по разным путям распространения с разными задержками, с учетом оценки параметров канала с помощью корреляционно-фильтровой обработки с последующим принятием решения. Предлагаемый способ отличается от прототипа тем, что исходную кодовую последовательность xj L-значного кода трансформируют в соответствии с законом относительной фазовой модуляции: (modL), где суммирование производится по модулю L; xj-j-й символ исходной кодовой комбинации; - символы результирующего кода. Сложный передаваемый сигнал формируют как последовательность элементарных (простых) сигналов, имеющих начальную фазу: , где j - номер элементарного сигнала; C - константа, коэффициент квадратичного закона изменения начальной фазы несущей. При приеме сигнал задерживают на длительность одного элементарного сигнала τs, смещают его частоту на величину равную суммарному значению промежуточной частоты fin и значению среднего приращения мгновенной частоты несущего колебания за время задержки τs, умножают результирующий сигнал на исходное принимаемое колебание и выделяют сигнал на частоте fin. Затем этот сигнал обрабатывают также, как в канале без доплеровского смещения на частоте fin с известными постоянными фазовыми сдвигами.
Принципиальные схемы систем, реализующих предлагаемый способ передачи информации, представлены на фиг.1, 2, 3.
На фиг. 1 показана блок-схема, демонстрирующая общий принцип предлагаемого способа, где 1 - источник цифровых сообщений; 2 - кодер; 3 - устройство перекодирования; 4 - модулятор; 5 - управляемый фазовращатель (управляемый элемент задержки); 6 - передатчик; 7 - входные селективные цепи приемника; 8 - элемент задержки на длительность элементарного сигнала τs; 9 - умножитель (смеситель) на сигнал ; 10 - умножитель; 11 - полосовой фильтр с полосой пропускания, равной ширине спектра сигнала, и центральной частотой f0 + fin; 12 - полосовой фильтр с центральной частотой, равной промежуточной частоте fin, и с полосой, равной ширине спектра сигнала; 13 - обычный приемник сигналов, не имеющих фазовых флуктуаций и доплеровского смещения частоты. На фиг. 2 приводится схема устройства (системы передачи информации СПИ-1), реализующая предлагаемый способ, на основе шумоподобного фазоманипулированного сигнала, где 14 - линия задержки с равномерными отводами через интервал, равный величине обратной ширине полосы сигнала; 15, 16, 17, 18 - умножители на опорный (ожидаемый) сигнал, соответствующий данному каналу, на промежуточной частоте fin с начальной фазой ; 19, 20, 21, 22 - умножители на значения H(k), которые пропорциональны квадратам коэффициентов передачи канала по отдельным лучевым путям распространения с соответствующими задержками tk; 23 - сумматор; 24 - фильтр нижних частот с полосой, равной ширине спектра сигнала; 25, 26 - соответственно второй и последний каналы приемного устройства; 27 - схема сравнения и принятия решения. На фиг. 3 приводится схема простейшей двоичной системы связи (СПИ-2), реализующей рассматриваемый способ, где 9 - умножитель на сигнал W(t) = sin((2πfin+2C/τs)t+ϕ0); 27 - схема сравнения с порогом и принятия решения; 24 - фильтр нижних частот с шириной полосы, равной обратной величине длительности сигнала (интегратор со сбросом); 28 - умножитель на сигнал .
СПИ-1 состоит из передающей и приемной частей. Передающая часть содержит последовательно включенные: источник 1 цифровых сообщений, кодер 2, устройство 3 перекодирования по принципу фазоразностной модуляции, фазовый модулятор 4, управляемый фазовращатель (управляемый элемент задержки) 5 и передатчик 6. Приемное устройство содержит селективный усилитель 7 с центральной частотой, равной несущей частоте сигнала f0, подключенный к нему через первый вход умножитель 10, последовательно включенные между выходом усилителя 7 и вторым входом умножителя 10, линию 8 задержки на время длительности элементарного сигнала τs, второй умножитель (смеситель) 9 на гармоническое колебание W(t) = sin((2πfin+2C/τs)t+ϕ0) и полосовой фильтр 11 с центральной частотой, равной сумме частот несущего колебания f0 и промежуточной частоты fin. Выход перемножителя 10 подключен к входу полосового фильтра 12, настроенного на промежуточную частоту fin. Остальная часть схемы, подключенная к выходу этого полосового фильтра, представляет собой приемное устройство сигналов с известной частотой и постоянной фазой на основе трансферсального фильтра. Она состоит из M параллельных каналов 25, 26. Каждый канал содержит линию 14 задержки с K равномерными отводами, которые подключены к умножителям 15, 16, 17, 18 на опорный (ожидаемый) сигнал, соответствующий данному каналу и данной задержке tk, на промежуточной частоте fin и с начальной фазой . Выходы умножителей 15, 16, 17, 18 через умножители 19, 20, 21, 22 на значения H(k), пропорциональные квадратам коэффициентов передачи по отдельным путям распространения сигналов, характеризующиеся задержками tk, подключены к сумматору 23. Выходы сумматоров отдельных каналов через фильтры 24 нижних частот подключены к схеме 27 принятия решения, которая сравнивает уровни сигналов разных каналов и выдает на выход номер сигнала, соответствующего каналу с максимальным уровнем.
СПИ-2 состоит из передающей и приемной частей. Передающая часть содержит последовательно включенные: источник 1 цифровых сообщений, модулятор 4, управляемый фазовращатель (управляемый элемент задержки) 5 и передатчик 6. Приемное устройство содержит селективный усилитель 7 с центральной частотой, равной несущей частоте сигнала, подключенный к нему через первый вход первый умножитель 10 и последовательно включенные между выходом входного селективного усилителя 7 и вторым входом первого умножителя 10, линию 8 задержки на время длительности элементарного сигнала τk, второй умножитель (смеситель) 9 на гармоническое колебание W(t) = sin((2πfin+2C/τs)t+ϕ0) и полосовой фильтр 11 с центральной частотой, равной сумме частот несущего колебания f0 и промежуточной частоты fin. Выход первого перемножителя 10 подключен к входу полосового фильтра 12, настроенного на промежуточную частоту fin. Остальная часть схемы, подключенная к выходу этого полового фильтра, представляет собой когерентное приемное устройство сигналов с амплитудной манипуляцией с известной частотой и постоянной фазой. Выход полосового фильтра 12 подключен к перемножителю-смесителю 28 на колебание z(t) = sin(2πfint+C-2πf0τs0). Выход перемножителя подключен к входу низкочастотного фильтра 24 с полосой, равной величине обратной длительности сигнала, а сигнал с выхода фильтра 24 поступает на схему 27 принятия решения, которая сравнивает его уровень с порогом и при превышении порога принимает решение, что передавалась единица, в противном случае считается, что передавался ноль.
СПИ-1 работает следующим образом. Данные из блока 1 цифровых сообщений поступают на кодер 2 блоками по l символов. Каждый такой блок из l двоичных единиц кодируется в виде одной из M=21 блочных двоичных кодовых последовательностей. Далее код перекодируется в соответствии с принципом относительной модуляции, при котором выходной бинарный символ меняет свое значение при поступлении в устройство 1 перекодирования и сохраняет свое значение при поступлении 0 в соответствии с правилом: (mod 2), где суммирование производится по модулю два; xj-j-й символ исходной кодовой комбинации; - символы результирующего кода. Получаемая в результате кодовая последовательность управляет фазовым модулятором 4, где код преобразуется в фазоманипулированный сигнал в соответствии с правилом:

где
σ(t) - прямоугольный импульс единичной амплитуды с длительностью τs; A - амплитуда формируемого сигнала. Далее с помощью управляемого фазовращателя 5 к фазе каждого элементарного сигнала добавляется дополнительный фазовый сдвиг, увеличивающийся от сигнала к сигналу по квадратичному закону ϕj = Cj2. В результате получаем сигнал:

Данный сигнал можно приближенно описать в более удобном для дальнейших преобразований виде. Поскольку j равна частному от деления нацело t на τs, то и можно предложить более удобное описание сигнала s(t):

где
,
Sm(t) - отгибающая псевдошумового фазоманипулированного сигнала, соответствующая коду с номером m. Данный сигнал подается на выходные каскады передатчика и передается по каналу. На вход приемника сигнал приходит по нескольким лучам с разными задержками:
,
где
K - число лучей; hk - амплитуда k-го луча или коэффициент передачи канала по k-му лучу; tk - задержка k-го луча; ϕk (t) - изменяющаяся во времени по произвольному закону фаза k-го луча; n(t) - аддитивный белый шум.
В приемнике принимаемый сигнал усиливается, фильтруется в полосе частот своего спектра и подвергается корреляционному преобразованию, которое далее рассматривается более подробно. Принимаемое колебание задерживается на время длительности элементарного сигнала τs и умножаются в смесителе 9 на сигнал W(t) = sin((2πfin+2C/τs)t+ϕ0). На выходе умножителя образуется сигнал (преобразования шума опускаются):

После полосовой фильтрации 11 сигнал принимает форму:

После умножения полученного таким образом сигнала на исходный и фильтрации в полосовом фильтре 12 получаем:

Прервем описание операций, производимых над сигналом, и проанализируем полученное выражение.
Предположим, что фаза по каждому лучу на интервале длительности элементарного сигнала τs может считаться постоянной и справедливо соотношение: ϕk(t-τk) ≈ ϕk(t).
Произведение двух шумоподобных сигналов с временным сдвигом друг относительно друга можно рассматривать как шумоподобный сигнал Srk(t) с параметрами r и k: Srk(t) = Sm(t-tr)Sm(t-tk- τs).
Раскрывая выражение для сигнала:

Преобразования используют равенство:

где
xj - исходная кодовая последовательность сигналов, а суммирование производится по модулю два. При этом - исходный сигнал, соответствующий исходному коду, передаваемому по каналу. В результате получаем:

где

Полученный в результате описанных преобразований сигнал состоит из суммы двух выделенных частей. Первая часть - сигнал точно на промежуточной частоте без фазовых флуктуаций колебаний отдельных лучей. Вторая часть y2(t) представляет собой сумму шумоподобных сигналов на несущей частоте, не совпадающей с промежуточной частотой fin. Выражение для второй части y2(t) можно преобразовать к следующему виду:

При этом использовалось упрощенное выражение для изменения фаз отдельных лучей:
ϕk(t-τs) ≈ ϕk(0)+ωdk(t-τs);
ϕr(t) ≈ ϕr(0)+ωdrt,
где
ωdkdr - доплеровские сдвиги частот сигналов разных лучей.
Заметим, что такое представление используется только в этой части выкладок, где по существу обосновываются свойства помехи сигнального происхождения, и поэтому оно не является принципиальным.
Параметр C выбирается из условия:

где
ΔF - ширина спектра применяемого шумоподобного сигнала; T = Jτs - длительность сигнала. Рекомендуемое значение C = 2π/J. Шумоподобные сигналы из второй части полученного выражения имеют частоту несущего колебания, более чем на l/T, отличающуюся от несущей частоты сигнала , равной промежуточной частоте fin. Таким образом несущая частота шумоподобных сигналов из второй части выражения отличается от несущей частоты сигнала первой части больше, чем на величину разрешающей способности по частоте. При этом в результате согласованной фильтрации сигнала шумоподобные сигналы будут восприниматься только через боковые лепестки взаимной функции корреляции и могут рассматриваться как шумовая помеха.
Будем считать первую часть полученного выражения полезным сигналом, а вторую часть - помехой сигнального происхождения.
Заметим, что в результате преобразований сигнал, имевший произвольные фазовые флуктуации колебаний, приходящих по отдельным лучам, приведен к виду, в котором эти колебания имеют одну и ту же промежуточную частоту и известную постоянную фазу . При этом фазовые флуктуации исходного сигнала могут быть разными для колебаний разных лучей и достаточно быстро меняющимися. Единственным условием, которому они должны удовлетворять, является:
ϕk(t-τs) ≈ ϕk(t).
Поскольку фазы колебаний, приходящих по разным лучам, после проведенных преобразований приведены к известному значению, представляется возможным при дальнейших преобразованиях осуществить когерентное накопление этих колебаний и последующее их когерентное сложение перед принятием решения о номере передаваемой кодовой комбинации. Вторую часть полученного выражения, как уже отмечалось выше, можно считать шумом. В соответствии с этим запишем:

Итак, после проведенных преобразований задача свелась к когерентному выделению сигнала из шума в многолучевом канале с известными фазами и частотами колебаний, приходящих по отдельным лучам с разными задержками.
Продолжим описание дальнейших преобразований над сигналом, которые производятся в соответствии с известной схемой приема шумоподобных сигналов с большой базой в многолучевом канале без доплеровского смещения частоты и без фазовых флуктуаций сигналов отдельных лучевых путей [1, 2]. Сигнал подается на M каналов, согласованных с M различными сигналами ансамбля. В каждом канале сигнал поступает на линию 14 задержки с отводами через одинаковые промежутки времени, равные значению .
Сигнал с каждого отвода данной линии задержки подается на умножитель-смеситель 15, где производится умножение на опорный (ожидаемый) сигнал S(k, t) на промежуточной частоте fin с задержкой tk и с начальной фазой

С выхода смесителя 15 сигнал подается на умножитель 19, реализуемый в виде усилителя с управляемым коэффициентом усиления, где он умножается на значение H(k), пропорциональное квадрату коэффициента передачи канала h2k/ с задержкой tk. Эта операция подчеркивает значимость каналов приема, отличающихся задержками, с большим уровнем сигнала. Если значение h2k мало, то полагают H(k) = 0, и данный канал исключается из процесса обработки сигнала. Если значения H(k) заранее не известны, они определяются в процессе приема реального сигнала, как величины, пропорциональные среднему уровню напряжений сигналов, согласованных с задержкой tk.
Сигналы с выходов перемножителей 19, 20, 21, 22 суммируются, накапливаются в фильтрах нижних частот (интеграторах со сбросом) 24 и поступают на схему 27 принятия решения, которая сравнивает уровни сигналов разных каналов и выдает на выход кодовую комбинацию, соответствующую каналу с максимальным уровнем.
В результате предложенных преобразований удается все сигналы, приходящие в точку приема по разным лучам с разными задержками и фазами, которые изменяются с течением времени по произвольному закону, привести к одной фазе и реализовать их когерентное сложение перед принятием решения о номере передаваемого сигнала. При этом достигается поставленная цель, а именно максимальное повышение надежности и достоверности приема сигналов в многолучевом канале с быстрыми фазовыми флуктуациями и сильными переменными доплеровскими смещениями частоты.
СПИ-2 работает следующим образом.
Двоичные дискретные сообщения из источника 1 поступают в модулятор 4, где при появлении 0 сигнал не передается, а при приходе 1 передается сигнал, который после управляемого фазовращателя имеет вид:

где
σ(t) - прямоугольный импульс единичной амплитуды с длительностью τs, A - амплитуда сигнала. В результате при поступлении на вход модулятора дискретного сообщения m = 0, 1 передатчик 6 передает по каналу сигнал вида:

В приемнике сигнал усиливается и фильтруется в полосе частот своего спектра. Далее принимаемое колебание задерживается на время длительности элементарного сигнала τs и умножается в смесителе 9 на колебание W(t) = sin((2πfin+2C/τs)t+ϕ0). На выходе перемножителя образуется сигнал (преобразования шума опускаются):

После полосового фильтра 11 сигнал принимает следующую форму:

После умножения полученного таким образом сигнала на исходный и фильтрации в полосовом фильтре 12 получаем:

Проведем анализ полученного выражения. Его удобно представить в виде:

где


При этом в выражении для второй части формулы использовалось представление меняющейся во времени фазы через доплеровские частоты
ωdkdr.
ϕk(t-τs) ≈ ϕk(0)+ωdk(t-τs);
ωr(t) ≈ ϕr(0)+ωdrt.
Параметр C и длительность сигнала T = m τs выбираются из двух условий:

При выполнении этого условия сигналы из второй части полученного выражения имеют частоту несущего колебания, более чем на l/T отличающуюся от несущей частоты сигнала , равной промежуточной частоте fin, и поэтому не проникают на выход приемного усилительного тракта после фильтрации в выходном фильтре низких частот. Рекомендуемое значение C = 2 π /J.

где
Δ tm - время многолучевого растяжения сигналов.
При выполнении этого условия справедливо , то есть фаза не зависит от k и все слагаемые вида из первой части выражения оказываются приблизительно с одинаковыми фазами. Интерференция, вызванная многолучевым распространением сигналов, пропадает, так как происходит когерентное фазирование сигналов, приходящих по разным лучам с разными задержками и с произвольными, меняющимися во времени, фазами.
После полосового фильтра 12 с центральной частотой fin сигнал умножается в умножителе-смесителе 28 на гармоническое колебание вида:
Z(t) = sin(2πfint+C-2πf0τs0),
и проходит через фильтр нижних частот (интегратор со сбросом) 24 с шириной полосы l/T. На выходе фильтра образуется напряжение:

При передаче нулевого символа (m=0) по каналу просто ничего не передается. В результате на выходе фильтра 28 нижних частот приемника образуется случайное напряжение, вызванное прохождением по цепям приемника шума. Среднее значение этого напряжения равно нулю, а среднеквадратическое значение определяется в соответствии с формулой:

Напряжение с выхода фильтра нижних частот подается на схему 27 принятия решения, которая сравнивает его уровень с порогом и при превышении порога принимает решение, что передавалась единица, в противном случае считается, что передавался ноль. Уровень порога (в соответствии с критерием Неймана-Пирсона) должен в несколько раз превышать среднеквадратическое значение напряжения, образующегося в результате прохождения шума по цепям приемного устройства при передаче 0. Сравнение формул для уровня полезного сигнала и среднеквадратического значения шума показывает, что увеличение длительности сигнала позволяет неограниченно увеличивать отношение сигнал-шум перед схемой принятия решения, несмотря на произвольный закон изменения фазы сигналов, приходящих по отдельным лучам. Этот эффект служит достижению поставленной цели, а именно максимальному повышению надежности и достоверности приема сигналов в многолучевом канале с быстрыми фазовыми флуктуациями и сильными переменными доплеровскими смещениями частот.
Предлагаемый способ реализуется через описанную работу устройств связи СПИ-1 и СПИ-2. Трансформирование передаваемой кодовой последовательности в соответствии с законом относительной фазовой модуляции реализуется в устройстве 3 перекодирования. Формирование сигнала на основе фазовой модуляции реализуется в модуляторе 4.
Дополнительная фазовая модуляция каждого элементарного сигнала j в соответствии с квадратическим законом ϕj = Cj2 реализуется с помощью управляемого фазовращателя или управляемого элемента 5 задержки. Предварительное усиление и фильтрация реализуются в селективном усилителе 7. Задержка принимаемого сигнала на время длительности элементарного сигнала τs реализуется с помощью элемента 8 задержки. Смещение частоты на величину , где fin - промежуточная частота, реализуется с помощью смесителя 9 и полосового фильтра, настроенного на частоту f0+fin. Умножение сигнала, полученного в результате таких преобразований, на исходный сигнал реализуется в перемножителе 10. Выделение необходимой части спектра результата перемножения реализуется в полосовом фильтре 12. Известная структура когерентного приемника в случае СПИ-1 реализуется в виде многоканальной схемы с многоотводными линиями 14 задержки, перемножителями 15 - 22, сумматорами 23 и фильтрами 24 нижних частот, подключенной к схеме принятия решения. В случае СПИ-2 когерентный приемник дискретных сигналов с амплитудной модуляцией реализуется в виде смесителя 28, подключенного к фильтру нижних частот, выход которого подключен к схеме принятия решения. Случай СПИ-2 предельно простой и может рассматриваться как вырожденный. В нем нельзя выделить кодер или устройство перекодирования в соответствии с законом фазоразностной модуляции. В этом случае, при передаче по каналу 1, сигнал формируется из J элементарных сигналов с одной и той же фазой, что соответствует передаче кодовой комбинации из одних нулей. Можно считать, что кодер превышает 1 в кодовую комбинацию, состоящую из одних нулей. Такая кодовая комбинация после перекодирования по закону фазоразностной модуляции не изменяется. После дополнительной фазовой модуляции каждого элементарного сигнала j в соответствии с квадратическим законом ϕj = Cj2 с помощью управляемого фазовращателя (управляемого элемента задержки) сигнал становится действительно сложным и широкополосным у него появляется хорошее разрешение по задержкам, которое используется при его приеме. При передаче по каналу 0 просто ничего не передается.
Список используемой литературы.
1. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. - М.: Советское радио, 1970, с. 728.
2. Пенин П.И.
3. Устройство автовыбора канала при разнессенном приеме. Авторское свидетельство СССР N 886273, кл. H 04 B 7/02, 1980.
4. Способ компенсации помех и устройство для осуществления этого способа. патент США N 4085368, кл. H 04 B 7/08, Bell Telephone Laboratory, 80.08.76.
5. Устройство для выделения фазомодулированных сигналов на фоне помех. авторское свидетельство СССР N 613506, кл. H 04 B 1/10, 1976.
6. Устройство для сложения разнесенных сигналов. авторское свидетельство СССР N 620025, кл. H 04 B 7/04, 1975.
7. Устройство для распределения сигналов нескольких каналов. авторское свидетельство 1409101, Великобритания, кл. H 04 B 1/00, Western Electric Co. , 27.12.71.
Формула изобретения: 1. Способ передачи информации по многолучевому каналу, заключающийся в том, что сигнал, несущий информацию, составляют из J следующих друг за другом элементарных сигналов с одинаковой длительностью и отличающихся фазой, передают его по линии связи и принимают с помощью многоканального фильтра, согласованного в каждом канале с одним из передаваемых сигналов, отличающийся тем, что передаваемую кодовую последовательность с символами Xj из алфавита размером L трансформируют в последовательность в соответствии с правилом где суммирование производится по модулю L, и фазу несущей каждого элементарного сигнала с номером формируют в виде

где C - константа, коэффициент квадратического закона изменения начальной фазы несущей,
а при приеме сигнал задерживают на длительность элементарного сигнала τs, смещают его частоту на значение умножают на исходное принимаемое колебание и обрабатывают сигнал после выделения на промежуточной частоте fin.
2. Система передачи дискретной информации, состоящая из передающего устройства, включающего в себя источник цифровых сообщений, кодер, фазовый модулятор, передатчик, и из приемного устройства сигналов с известной частотой и постоянной фазой на основе трансверсального фильтра, включающего в себя входной селективный усилитель и схемы из М параллельных каналов, подключенных к схеме принятия решения, каждый из каналов содержит линию задержки с K равномерными отводами, которые через умножители на опорной сигнал, соответствующей данному каналу, и умножители на значения, пропорциональные квадратам коэффициентов передачи отдельных путей распространения сигналов, имеющих соответствующие задержки, подключены к сумматору, а выходы сумматоров отдельных каналов через фильтры нижних частот подключены к схеме принятия решения, которая сравнивает уровни сигналов разных каналов и выдает на выход номер сигнала, соответствующего каналу с максимальным уровнем, отличающаяся тем, что в передающем устройстве между кодером и фазовым модулятором включено устройство перекодирования по принципу фазоразностной модуляции, при котором выходной бинарный символ меняет свое значение при поступлении в устройство перекодирования 1 и сохраняет свое значение при поступлении 0, между фазовым модулятором и передатчиком включен управляемый фазовращатель, с помощью которого к фазе несущей каждого элементарного сигнала добавляют фазу, увеличивающуюся в зависимости от последовательного номера j элементарного сигнала с длительностью τs, по квадратичному закону
ϕj= C2j,
где C - константа, коэффициент квадратического закона изменения начальной фазы несущей,
а в приемном устройстве после входного селективного усилителя введена схема, состоящая из первого умножителя, подключенного первым своим входом к выходу селективного усилителя, последовательно включенных между выходом этого усилителя и вторым входом первого умножителя линии задержки на время длительности элементарного сигнала, второго умножителя на гармоническое колебание
W(t) = sin((2πfin+2C/τs)t+ϕ0),
где t - текущее время,
и полосового фильтра с центральной частотой, равной сумме частот несущего колебания и промежуточной частоты fin, выход первого перемножителя подключен к входу полосового фильтра, настроенного на промежуточную частоту, а выход этого фильтра подключен к входу схемы приемного устройства из M каналов.
3. Система передачи дискретной информации, состоящая из передающего устройства, включающего в себя источник цифровых сообщений, модулятор и передатчик, и из приемного устройства сигналов с известной частотой и постоянной фазой, включающего в себя входной селективный усилитель, перемножитель-смеситель на несущее колебание принимаемого сигнала, подключенного к его выходу низкочастотного фильтра с полосой, равной величине обратной длительности сигнала и подключенной к выходу этого фильтра схемы принятия решения, отличающаяся тем, что в передающем устройстве между модулятором и передатчиком включен управляемый фазовращатель, с помощью которого фазу несущей через равные интервалы времени длительности τs, изменяют по квадратичному закону
ϕj= C2j,
где C - константа, коэффициент квадратического закона изменения начальной фазы несущей;
j - номер интервала,
а в приемном устройстве после входного селективного усилителя введена схема, состоящая из первого умножителя, подключенного первым своим входом к выходу входного селективного усилителя, последовательно включенных между выходом этого усилителя и вторым входом умножителя, линии задержки на время длительности элементарного сигнала, второго умножителя на гармоническое колебание
W(t) = sin((2πfin+2C/τs)t+ϕ0),
где t - текущее время,
и полосового фильтра с центральной частотой, равной сумме частот несущего колебания и промежуточной частоты fin, выход первого перемножителя подключен к входу полосового фильтра, настроенного на промежуточную частоту, а выход этого фильтра подключен к перемножителю-смесителю приемного устройства.