Главная страница  |  Описание сайта  |  Контакты
СПОСОБ СТАБИЛИЗАЦИИ ЧАСТОТЫ ВРАЩЕНИЯ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЕЙ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА (ВАРИАНТЫ)
СПОСОБ СТАБИЛИЗАЦИИ ЧАСТОТЫ ВРАЩЕНИЯ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЕЙ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА (ВАРИАНТЫ)

СПОСОБ СТАБИЛИЗАЦИИ ЧАСТОТЫ ВРАЩЕНИЯ ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЕЙ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА (ВАРИАНТЫ)

Патент Российской Федерации
Суть изобретения: Изобретение может быть использовано для стабилизации частоты вращения электродвигателей переменного тока (и в частности, демпфирования ее колебаний) - синхронных, синхронно-гистерезисных или асинхронных, как общего применения, так и специального. Технический результат заключается в повышении быстродействия и точности стабилизации частоты вращения электродвигателей переменного тока. Сущность изобретения по первому варианту заключается в том, что в способе стабилизации частоты вращения электродвигателей переменного тока, в соответствии с которым изменяют сформированное с помощью инвертора питающее напряжение электродвигателя посредством сигнала обратной связи, сигнал обратной связи формируют пропорционально фазе второй производной фазного тока электродвигателя на одном из коммутационных интервалов инвертора (π/3÷2π/3)+nπ или (2π/3÷π)+nπ относительно значения π/2, где n = 0, 1, 2 ... . Сущность изобретения по второму варианту заключается в том, что сигнал обратной связи формируют пропорционально фазе нулевого значения второй производной тока потребления инвертора на коммутационных интервалах инвертора относительно значения π/2 соответствующей фазы электродвигателя. 2 с. и 5 з.п. ф-лы, 7 ил.
Поиск по сайту

1. С помощью поисковых систем

   С помощью Google:    

2. Экспресс-поиск по номеру патента


введите номер патента (7 цифр)

3. По номеру патента и году публикации

2000000 ... 2099999   (1994-1997 гг.)

2100000 ... 2199999   (1997-2003 гг.)
Номер патента: 2164053
Класс(ы) патента: H02P7/42, H02P7/62
Номер заявки: 2000113178/09
Дата подачи заявки: 29.05.2000
Дата публикации: 10.03.2001
Заявитель(и): Научно-исследовательский институт автоматики и электромеханики при Томском государственном университете систем управления и радиоэлектроники
Автор(ы): Гарганеев А.Г.; Шурыгин Ю.А.; Шеховцов А.С.
Патентообладатель(и): Научно-исследовательский институт автоматики и электромеханики при Томском государственном университете систем управления и радиоэлектроники
Описание изобретения: Изобретение относится к электротехнике и может быть использовано для стабилизации частоты вращения электродвигателей переменного тока (и в частности демпфирования ее колебаний) - синхронных, синхронно-гистерезисных или асинхронных, как общего применения, так и специального, выполненных без доступа к валу, например, гироскопических, или используемых в многодвигательных электроприводах синхронного вращения.
Известен способ стабилизации частоты вращения электродвигателей переменного тока, согласно которому напряжение питания электродвигателя изменяют по сигналам фазового дискриминатора, расположенного в контуре обратной связи по положению ротора, на входы которого поступают два сигнала: постоянной частоты задатчика и переменной частоты датчика, расположенного на валу электродвигателя [Е.Л. Танский. Прецизионные системы стабилизации скорости двигателей. - М.: Энергия, 1975, стр. 1-20].
Недостатком данного способа является то, что при всей очевидности положительных качеств для его осуществления необходим высокоточный датчик, располагаемый на валу электродвигателя, что не всегда выполнимо в ряде электромеханических устройств, в частности, специального исполнения - гироскопов, ультрацентрифуг, электрошпинделей и т. п.
Известен также способ стабилизации частоты вращения асинхронного электродвигателя, реализованный введением положительной обратной связи по абсолютному скольжению ротора и воздействием на напряжение питания двигателя [А.С. Сарбатов, Р. С. Сандлер. Автоматическое частотное управление асинхронными двигателями. - М.: Энергия, 1974, стр. 129].
Недостатком способа является низкое быстродействие вследствие того, что данный способ предполагает наличие на валу асинхронного двигателя датчика абсолютного скольжения. Кроме того, вычисление абсолютного скольжения по данному способу предполагает измерение, как минимум, нескольких периодов вращения вала двигателя.
Известен способ амплитудного управления, реализующий стабилизацию частоты вращения синхронно-гистерезисного двигателя без доступа к валу, питающемуся от инвертора напряжения [Б.А. Делекторский, В.Н. Тарасов. Управляемый гистерезистный привод. - М. : Энергоатомиздат, 1983, стр. 108]. Согласно этому способу, напряжение двигателя регулируется по сигналам датчика тока, расположенного в цепи питания инвертора, и контролирующего низкочастотную составляющую тока потребления инвертора.
Недостатком способа является низкое быстродействие вследствие того, что выделение низкочастотной составляющей требует достаточно длительного времени. Без применения специальных дополнительных методов стабилизации магнитного состояния материала ротора синхронно-гистерезисного двигателя ток в цепи питания инвертора напряжения не является однозначной функцией положения ротора. Кроме того, циркуляция реактивной энергии в автономном инверторе напряжения происходит в зависимости от коэффициента мощности по различным цепям - либо с участием компенсирующего конденсатора, либо внутри самого инвертора, внося таким образом в процесс измерения дополнительные фазовые искажения. Дополнительным недостатком данного способа является трудность выделения низкочастотной составляющей при малых значениях частоты колебаний ротора, медленных изменениях нагрузки или магнитного состояния материала ротора.
Наиболее близким к предложенному способу является способ демпфирования колебаний трехфазных гистерезисных электродвигателей, питаемых от статического преобразователя частоты, состоящего из трехфазного инвертора напряжения с прямоугольно-ступенчатой формой выходного напряжения и регулятора напряжения, изменением напряжения пропорционально первой производной активной мощности двигателей [заявка ФРГ N 2726410, H 02 P 7/44].
Недостатком данного способа является недостаточное быстродействие и точность вследствие того, что сигнал активной мощности, получаемый как произведение прямоугольно-ступенчатого выходного напряжения инвертора на фазный ток с существенно несинусоидальной формой, дополнительно содержит информацию о мощности потерь в двигателе и, строго говоря, не является адекватным мощности на валу двигателей. Кроме того, регулирование двигателей согласно данному способу требует предварительного измерения мощности в течение определенного числа периода питающего напряжения и выделения первой гармонической составляющей активной мощности. Дополнительно следует отметить, что наличие большого числа датчиков в цепях постоянного и переменного тока инвертора и регулятора, по сигналам которых корректируется сигнал активной мощности, усложняет реализацию способа.
Основной задачей, на решение которой направлено предлагаемое изобретение, является повышение быстродействия и точности стабилизации частоты вращения электродвигателей переменного тока - синхронных, синхронно-гистерезисных или асинхронных, питающихся от статических преобразователей частоты, содержащих инвертор с прямоугольно-ступенчатой формой выходного напряжения.
Поставленная задача достигается тем, что в первом варианте способа стабилизации частоты вращения электродвигателей переменного тока, питающихся от статических преобразователей частоты, содержащих инвертор с прямоугольно-ступенчатой формой выходного напряжения изменяют сформированное с помощью инвертора питающее напряжение электродвигателя посредством сигнала обратной связи.
Новым является то, что сигнал обратной связи формируют пропорционально фазе второй производной фазного тока электродвигателя на одном из коммутационных интервалов инвертора (π/3÷2π/3)+nπ или (2π/3÷π)+nπ относительно значения π/2, где n = 0, 1, 2, ...
Кроме того, сигнал обратной связи формируют пропорционально фазе второй производной фазных токов на одноименных коммутационных интервалах фаз инвертора в последовательности: фаза А; фаза ; фаза В; фаза ; фаза C; фаза и т.д. и сформированный таким образом сигнал обратной связи корректируют в зависимости от параметров конкретного электродвигателя.
Поставленная задача достигается тем, что во втором варианте способа стабилизации частоты вращения электродвигателей переменного тока, питающихся от статических преобразователей частоты, содержащих инвертор с прямоугольно-ступенчатой формой выходного напряжения изменяют сформированное с помощью инвертора питающее напряжение электродвигателя посредством сигнала обратной связи.
Новым является то, что сигнал обратной связи формируют пропорционально фазе второй производной тока потребления инвертора на коммутационных интервалах инвертора относительно значения π/2 соответствующей фазы электродвигателя, полученный таким образом сигнал обратной связи корректируют в зависимости от параметров конкретного электродвигателя.
Объединение технических решений, относящихся к вариантам способа, связано с тем, что они решают одну и ту же задачу - повышение быстродействия и точности стабилизации частоты вращения электродвигателей переменного тока принципиально одним и тем же путем: определением фазы второй производной фазного (выходного) тока или тока потребления (входного) инвертора на соответствующих коммутационных интервалах относительно значения π/2 соответствующей фазы электродвигателя.
Предлагаемые варианты отличаются составом операции формирования сигнала обратной связи, которые тем не менее эквивалентны по достигаемому результату, обеспечивающему повышение быстродействия и точности стабилизации частоты вращения электродвигателей переменного тока. По указанным причинам сущность изобретений по каждому из вариантов способа является равноценной, а существенные отличия, обеспечивающие достижение поставленной задачи, не могут быть объединены обобщающими или альтернативными признаками и потому представлены в виде независимых объектов.
За счет указанной совокупности отличительных признаков предлагаемые варианты способа позволяют производить стабилизацию частоты вращения электродвигателей переменного тока, используя информацию непосредственно из их фазного тока или тока потребления инвертора без применения дополнительных высокоточных датчиков, располагаемых на двигателе. Поскольку используемый сигнал фактически несет непосредственную информацию о положении ротора, и дополнительно корректируется в зависимости от параметров конкретного электродвигателя, то способ обладает высокой точностью, а при возможности обновления информации о положении ротора шесть раз за период питающего напряжения (в соответствии с принципом действия трехфазного мостового инвертора) достигается высокое быстродействие устройств, реализующих данный способ.
На фиг. 1 приведена функциональная схема устройства, реализующего предлагаемые варианты способа стабилизации частоты вращения электродвигателей переменного тока.
На фиг. 2 и 3 представлены фазные токи электродвигателей переменного тока при идеальном холостом ходе и активном токе, равном нулю, а также при наличии активного фазного тока (при нагрузке на валу или активных сопротивлениях двигателя, не равных нулю).
Фиг. 4 иллюстрирует определение точки перегиба в кривой фазного тока, фаза которой используется в качестве первичного сигнала для осуществления способа стабилизации.
Фиг. 5 поясняет влияние активного сопротивления фазной обмотки статора на точность формирования первичного сигнала для осуществления способа стабилизации.
На фиг. 6а,б представлены соответственно выходное фазное прямоугольно-ступенчатое напряжение инвертора и соответствующий ему ток потребления.
На фиг. 7 представлена зависимость ошибки ΔΘ от активного сопротивления статора и угла Θ нагрузки для синхронных (и гистерезисных) электродвигателей или (при аналогичном обозначении) угла Θ фазового сдвига тока ротора относительно ЭДС воздушного зазора для асинхронных электродвигателей (на примере гироскопического синхронно-гистерезисного электродвигателя).
Устройство содержит электродвигатель 1 переменного тока, соединенный цепями статора через датчик 2 фазных токов с выходом инвертора 3 напряжения, силовой вход которого через датчик 2' тока потребления соединен с выходом регулятора 4 напряжения, вход которого предназначен для подключения к источнику постоянного тока. Инвертор 3 напряжения своим управляющим многофазным входом подключен к первому многофазному выходу схемы 5 управления, второй выход которой соединен с первым входом коммутатора 6, соединенным вторым входом с датчиком 2 фазных токов или датчиком 2' тока потребления. Выход коммутатора 6 через последовательно соединенные дифференциатор 7 и нуль-орган 8 подключен к первому входу фазового дискриминатора 9, второй вход которого через устройство 10 формирования начала отсчета подключен к третьему выходу схемы 5 управления. Выход фазового дискриминатора 9 соединен с основным входом вычислителя 11 и первым входом схемы 12 определения коммутационных интервалов. Управляющий вход вычислителя 11 подключен к выходу схемы 12 определения коммутационных интервалов, второй вход которой подключен к четвертому выходу схемы 5 управления. Выход вычислителя 11 через цифроаналоговый преобразователь 13 и сравнивающее устройство 14 подключен к управляющему входу регулятора 4 напряжения. Информация о текущем угле нагрузки синхронных (и гистерезисных) электродвигателей или скольжении ротора асинхронных выводится непосредственно с выхода блока 13.
В качестве датчиков 2, 2' могут быть использованы стандартные датчики, основанные на эффекте Холла. Инвертор 3 выполняется по мостовой схеме с мостом обратных диодов, регулятор 4 напряжения - по компенсационной схеме. Коммутатор 6 представляет собой набор логически коммутируемых ключей. Дифференциатор 7 и сравнивающее устройство 14 выполняются на операционных усилителях с резистивно- емкостными цепями. Нуль-орган 8 представляет собой компаратор. Совокупность устройств 5, 9 - 12, производящих функции формирования сигналов управления инвертором и преобразования сигнала обратной связи, может быть реализована на программируемом микроконтроллере. Цифроаналоговый преобразователь 13 выполнен на стандартных микросхемах.
Способ стабилизации частоты вращения заключается в следующем. Образование в электрических машинах переменного тока электромагнитных сил и вращающих моментов можно рассматривать как результат взаимодействия неподвижных относительно друг друга пространственных волн тока статора с волнами распределения индукции магнитного поля вдоль окружности ротора. При этом отличный от нуля вращающий момент создается взаимодействием указанных волн одинакового порядка, а гармоники различных порядков создают моменты, суммарная величина которых равна нулю [А.И. Вольдек. Электрические машины. - Л.: Энергия, 1974, стр. 515].
В асинхронных электродвигателях образование токового слоя, индукции ротора и момента есть следствие скольжения ротора относительно пространственных волн МДС статора.
В синхронно-гистерезисных электродвигателях токовый слой физически отсутствует, пространственная волна индукции ротора образуется за счет ориентирования магнитных доменов материала ротора по МДС статора, а момент есть следствие взаимного пространственного расположения ("угла нагрузки") указанных волн и при постоянной степени возбуждения ротора не зависит от скольжения.
В синхронных электродвигателях как магнитоэлектрического, так и электромагнитного исполнения, пространственная волна индукции ротора является независимой от МДС статора величиной, а момент при прочих равных условиях есть следствие взаимного пространственного расположения волн МДС статора и волны индукции ротора, сцепленной в отличие от синхронно-гистерезисного электродвигателя жестко с ротором в любых режимах работы.
При наличии в воздушном зазоре у всех вышеперечисленных электродвигателей временных и пространственных гармонических составляющих электромагнитных полей, форма пространственной составляющей не зависит от формы питающего напряжения, а определяется лишь конструктивными особенностями и распределением фазных обмоток статора в пространстве. На практике стремятся к организации синусоидального закона пространственной МДС статора, что в асинхронных и синхронно-гистерезисных электродвигателях приводит к синусоидальной форме волны индукции ротора, причем высокого качества в электрических машинах специального назначения - гиродвигателях, ультрацентрифугах, электрошпинделях и т.п.
Синусоидально-распределенные вращающиеся пространственные волны индукции ротора создают в неподвижных обмотках статора синусоидальную реакцию в виде ЭДС вращения. Эту реакцию наиболее просто наблюдать в фазном токе электродвигателя переменного тока, питающемся от статического преобразователя частоты с прямоугольно-ступенчатой формой выходного напряжения. В этом случае статический преобразователь является не только источником питания двигателя, но и своеобразным задатчиком стандартного ступенчатого воздействия, позволяющем на фоне экспоненциально изменяющейся во времени составляющей тока от инвертора, выделить наличие пространственной синусоидальной составляющей волны тока от ротора.
При питании электродвигателя переменного тока от трехфазного инвертора напряжения с простейшей прямоугольно-ступенчатой формой напряжения фазный ток I1 на коммутационных интервалах 0÷π/3; π/3÷2π/3; 2π/3÷π для рабочей точки при пренебрежении потерями в намагничивающем контуре схемы замещения можно представить соответственно токами I1(ϕ), I2(ϕ), I3(ϕ):



где R1, Xэкв - соответственно активное сопротивление фазной обмотки статора и эквивалентное реактивное сопротивление фазы двигателя;
k = R1/Xэкв;
α = arctg (Xэкв/R1);
Er - фактическая ЭДС ротора;
круговая частота;
ϕ - текущее значение фазы;
Ud - постоянное напряжение на входе инвертора.
При этом физическое и количественное содержание Xэкв и Er определяется для конкретной разновидности электродвигателя переменного тока.
На фиг. 2а представлено графическое пояснение формы фазного тока на примере синхронно-гистерезисного электродвигателя при идеальном холостом ходе и активном сопротивлении обмотки статора, стремящемся к нулю.
На фиг. 2б - г - тоже при различных степенях намагниченности ротора. Характерным является симметричная форма тока относительно π вне зависимости от степени намагничивания ротора. Такая форма объясняется тем, что всегда симметричная относительно π и состоящая практически из отрезков прямых чисто реактивная составляющая тока инвертора Iμ суммируется в данном случае с составляющей тока от фактической ЭДС Er I2Er, также симметричной относительно π, так как угол нагрузки Θ = 0. При наличии активного сопротивления статорной обмотки 1 (равно, как и потерь в стали rm, возрастании нагрузки на валу или в режиме скольжения) симметрия нарушается. При этом ток возрастает на интервале ÷π, причем в наибольшей степени в зоне ϕ = 0÷π/2 за счет возрастания активной составляющей (фиг. 3а, б). Очевидно, что подобная картина наблюдается и для синхронных электродвигателей. Для асинхронных электродвигателей при холостом ходе фактическая ЭДС ротора (в отличие от приведенной) Er≈0, фазный ток представляет собой практически отрезки экспонент (или прямых при R1 = 0), и в токе реального электродвигателя присутствует лишь весьма незначительная "гистерезисная" составляющая момента. Форма фазного тока асинхронного электродвигателя при нагрузке и питании от инвертора аналогична форме тока синхронных машин.
Участки фазных токов π/3÷2π/3 и 2π/3÷π (фиг. 4) представляют интерес как носители информации об угле Θ нагрузки синхронных и синхронно-гистерезисных машин или (при аналогичном обозначении) угла Θ фазового сдвига тока ротора относительно ЭДС воздушного зазора асинхронных. Согласно сформулированным представлениям и из фиг. 2а следует, что точка перегиба ϕпер кривой тока на интервале π/3÷2π/3 совпадает с единственной точкой перегиба синусоидального тока l2Er при переходе через нуль, отстающего от ЭДС Er на π/2 (ток от инвертора на этом интервале представляет наклонную прямую при R1 = 0). Если координата ϕ = π/2 в принятой системе соответствует оси фазной обмотки, или с точностью до падения напряжения на активном сопротивлении статора R1 вектору напряжения U1, то значение угла Θ = ϕпер-π/2. При углах Θ > π/6 точка перегиба перемещается на интервал 2π/3÷π, хотя реальные углы Θ применяемых электродвигателей, как правило, не превышают указанного значения. Математически можно показать, что вторая производная фазного тока на указанных интервалах точно обращается в нуль при соответствующих углах Θ и пренебрежении активным сопротивлением статора, т.е. R1_→ 0:


Примечательно то, что и при наличии активного сопротивления обмотки статора (по крайней мере, в диапазонах реальных значений) точка перегиба соответствует углу Θ. При обозначении составляющих выражения (2) для тока I2(ϕ) соответственно M(R1,ϕ) и N(R1,ϕ) можно показать, что

Фиг. 5 иллюстрирует выражение (6) для реальных гироскопических синхронно-гистерезисных электродвигателей.
Расчетные и экспериментальные данные показывают, что на ошибку в определении угла нагрузки синхронных (и гистерезисных) электродвигателей и угла фазового сдвига тока ротора относительно ЭДС воздушного зазора асинхронных электродвигателей по точке перегиба в кривой фазного тока (т.е. по равенству нулю второй производной по текущему углу) оказывает не величина активного сопротивления обмотки статора, а незначительное отклонение от нуля второй производной экспоненциальной составляющей тока от инвертора в точке измерения. Действительно, изменение активного сопротивления статора в равной степени (и в одном направлении) влияет на сдвиг составляющих тока от инвертора и фактической ЭДС ротора. Однако при возрастании активного сопротивления статора, начиная от нуля, форма инверторной составляющей фазного тока на коммутационном интервале изменяется соответственно от прямой линии до все более ярко выраженной экспоненты. Соответственно вторая производная инверторной составляющей изменяется при этом от нуля до некоторой величины. С учетом того, что вторая производная в точке перегиба синусоидальной зависимости всегда обращается в нуль, в точке измерения фазного тока появится ошибка от экспоненциальной составляющей тока инвертора. Так, у испытуемых синхронно-гистерезисных электродвигателей ошибка в определении угла нагрузки в диапазоне варьирования нагрузки и активного сопротивления статора согласно представленному способу не превысила значения 0,04 рад (фиг. 7).
Результаты измерений можно скорректировать, зная величину отклонения зафиксированного нулевого значения второй производной фазного тока от истинного значения определяемого угла. Корректирующая функция получается из условия равенства нулю вторых производных фазных токов соответственно на коммутационных интервалах π/3÷2π/3 и 2π3÷π:


Переходя к приращениям и разлагая выражения (7), (8) в ряд Тейлора в окрестностях точки измерения, после преобразования получим соответствующие выражения для корректировки измеренных значений в форме:


где ϕ0 - фаза второй производной фазного тока относительно значения π/2;
Θ - истинный угол нагрузки синхронных (и гистерезисных) электродвигателей и угол фазового сдвига тока ротора относительно ЭДС воздушного зазора асинхронных электродвигателей;




где KU = Ud/Er,
Известно, что огибающая тока потребления инвертора напряжения складывается из участков фазных токов на интервале π/3÷2π/3 (фиг. 6а) [B.C. Руденко, В. И. Сенько, И.М. Чиженко. Преобразовательная техника. - Киев. Вища школа, 1978, стр. 320]. Исходя из этого факта информацию о точке перегиба на кривых фазных токов на указанных интервалах при углах Θ<π>/6 можно получить в цепи постоянного тока инвертора.
Устройство, представленное на фиг. 1, работает следующим образом.
При подаче напряжения питания схема 5 управления формирует трехфазную систему напряжений с относительным сдвигом фаз в 120o (эл.), необходимых для работы инвертора 3, в результате которой на его выходе формируется трехфазное прямоугольно-ступенчатое напряжение (фиг. 6б). В момент запуска электродвигателя 1 угол нагрузки синхронных (и гистерезисных) машин или угол фазового сдвига тока ротора относительно ЭДС воздушного зазора асинхронных машин максимален. Дифференциатор 7 на одном из коммутационных интервалов вычисляет текущее значение второй производной фазного тока инвертора по углу ϕ = ω1t, информация о котором поступает с выхода коммутатора 6. В зависимости от режима работы, отражающего варианты представленного способа, сигнал на вход дифференциатора 7 через коммутатор 6 может поступать либо с датчика 2' фазных токов, либо с датчика 2 тока потребления, расположенного в цепи постоянного тока инвертора 3. Очевидно, что информация с датчика 2' тока потребления может обновляться шесть раз за период питающего напряжения. В первом случае сигнал может формироваться либо от одной из фаз на одном из коммутационных интервалов инвертора (π/3÷2π/3)+nπ или (2π/3÷π)+nπ относительно значения π/2, где n = 0, 1, 2,..., либо с трех фаз по мере появления очередного измерительного интервала, а это происходит также шесть раз за период питающего напряжения в последовательности: фаза А; фаза ; фаза B; фаза ; фаза С; фаза и т.д., где знак <-> над буквой означает инверсию. Нуль-орган 8 определяет фазу ϕ0dt второй производной, которая поступает на первый вход фазового дискриминатора 9. При этом на его втором входе присутствует значение фазы π/2. В пусковом режиме на выходе фазового дискриминатора 9 образуется максимальный сигнал, который вводит регулятор 4 напряжения в режим максимального ограничения и таким образом происходит форсированный запуск электродвигателя 1. При достижении электродвигателем 1 рабочей частоты вращения блоки 2, 2', 6-13 начинают постоянное поинтервальное (в зоне коммутации инвертора 60o (эл.)) отслеживание отклонения угла Θ по сигналу второй производной фазных токов.
Для синхронных (и гистерезисных) электродвигателей при дополнительной коррекции сигнала вычислителем 11 в соответствии с выражениями (9), (10) это означает стабилизацию частоты вращения ротора. Для целей стабилизации скольжения S асинхронных электродвигателей выражения (9) и (10) вычислитель 11 реализует в виде:


где r2, xσ2 - соответственно активное сопротивление и индуктивное сопротивление рассеяния фазы ротора.
При работе электродвигателя схема 12 определения коммутационных интервалов, реализуя функцию принадлежности ϕ ∈π/3...2π/3; ϕ ∈2π/3...π], приводит в вычислителе 11 составляющие Ai, Bi и параметры ротора асинхронных электродвигателей, входящие в выражения (9)-(12) в соответствие с рабочим интервалом измерения. Эти составляющие вводятся в вычислитель 11 и являются функцией параметров конкретного электродвигателя, а также их зависимостей от дестабилизирующих факторов, и в частности, от рабочей температуры to. На выходе вычислителя 11 в цифровом виде фактически присутствует скорректированное (истинное) по выражениям (9), (10) значение угла Θ для синхронных (и гистерезисных) машин, или по выражениям (11), (12) значение скольжения S для асинхронных, которые через цифроаналоговый преобразователь 13 поступают в виде математического модуля на сравнивающее устройство 14 и после сравнения с заданным значением угла или скольжения на управление регулятором 4 напряжения. Формирование модуля выходных величин вычислителя 11 необходимо для сохранения знака (вида) обратной связи в случаях нахождения электродвигателей в генераторном режиме, например, в переходных процессах.
Предложенный способ стабилизации частоты вращения при постоянных режимах работы и параметрах двигателя в замкнутой системе автоматического регулирования, работающей по отклонению, какой и является устройство для реализации данного способа, в принципе
реализуется и без корректировки по выражениям (9)- (12). Однако введение корректировки измеренного значения угла Θ не только повышает точность работы электроприводов при изменениях режимов работы и параметров их электродвигателей, но и позволяет получить точное значение угла нагрузки синхронных (или гистерезисных) электродвигателей, а также угла фазового сдвига тока ротора относительно ЭДС воздушного зазора или скольжения асинхронных электродвигателей в режимах измерений.
Устройство также допускает возможность корректного введения дополнительных обратных связей, необходимых для осуществления частотного управления [А. С. Сарбатов, Р. С. Сандлер. Автоматическое частотное управление асинхронными двигателями. - М.: Энергия, 1974].
Пример 1. При увеличении угла Θ синхронного (или гистерезисного) электродвигателя, которое может произойти по причине увеличения нагрузки на валу, либо активного сопротивления статора, либо снижения возбуждения ротора, сигнал на выходе сравнивающего устройства 14 также увеличивается, что приводит к возрастанию выходного напряжения регулятора 4, инвертора 3, напряжения питания электродвигателя 1, возрастанию крутизны угловой характеристики электродвигателя и возврате угла Θ к исходному положению.
Пример 2. При увеличении нагрузки на валу асинхронного электродвигателя (при постоянстве параметров ротора) в соответствии с механической характеристикой увеличивается скольжение ротора, что при прочих равных условиях приводит согласно (9)-(12) к увеличению угла Θ. Аналогично примеру 1 в конечном итоге напряжение на электродвигателе возрастает, что приводит к переходу на другую механическую характеристику с возвращением заданного скольжения. Фактически, в данном примере управление достаточно вести лишь по углу Θ. B случае же дополнительного изменения параметров ротора (например, его активного сопротивления) требуется полная коррекция по выражениям (11), (12) и управление по скольжению.
Таким образом, предложенные варианты способа позволяют производить стабилизацию частоты вращения электродвигателей переменного тока, используя информацию непосредственно из их фазного тока без применения дополнительных высокоточных датчиков, располагаемых на электродвигателе. Поскольку используемый сигнал фактически несет непосредственную информацию о положении ротора, то способ обладает высокой точностью, а при обновлении информации о положении ротора шесть раз за период питающего напряжения достигается высокое быстродействие устройств, реализующих данный способ. Кроме того, предложенный способ автоматически предполагает постоянное наличие текущей информации об углах нагрузки синхронных и синхронно-гистерезисных машин, углах фазового сдвига тока ротора относительно ЭДС воздушного зазора или скольжения асинхронных машин. Другими словами устройства, способные реализовать данный способ, фактически являются бесконтактными измерителями указанных величин и могут применяться в инверторных электроприводах, использующих, например, принципы векторного управления.
Формула изобретения: 1. Способ стабилизации частоты вращения электродвигателей переменного тока, питающихся от статических преобразователей частоты, содержащих инвертор с прямоугольно-ступенчатой формой выходного напряжения, в соответствии с которым изменяют сформированное с помощью инвертора питающее напряжение электродвигателя посредством сигнала обратной связи, отличающийся тем, что сигнал обратной связи формируют пропорционально фазе второй производной фазного тока электродвигателя на одном из коммутационных интервалов инвертора (π/3÷2π/3)+nπ или (2π/3÷π)+nπ относительно значения π/2, где n = 0, 1, 2,... .
2. Способ по п.1, отличающийся тем, что сигнал обратной связи формируют пропорционально фазе второй производной фазных токов на одноименных коммутационных интервалах инвертора в последовательности: фаза А; фаза ; фаза В; фаза ; фаза С; фаза и т.д.
3. Способ по любому из пп.1 и 2, отличающийся тем, что для синхронных и синхронно-гистерезисных электродвигателей сигнал обратной связи корректируют в зависимости от параметров электродвигателя в соответствии с выражениями:

для интервала (π/3÷2π/3)+nπ,

для интервала (2π/3÷π)+nπ,
где Θ - угол нагрузки;
ϕ0 - фаза второй производной фазного тока;
А1, В1, А2, В2 - функция параметров конкретного электродвигателя, определяемые в соответствии с выражениями:




где KU = Ud/Er; Ud - постоянное напряжение на входе инвертора;
Er - фактическая ЭДС ротора;
k = R1/Xэкв;
α = arctg(Xэкв/R1);

R1, Xэкв - соответственно активное сопротивление фазной обмотки статора и эквивалентное реактивное сопротивление фазы двигателя.
4. Способ по любому из пп.1 и 2, отличающийся тем, что для асинхронных электродвигателей сигнал обратной связи корректируют в зависимости от параметров электродвигателя в соответствии с выражениями:

для интервала (π/3÷2π/3)+nπ,

для интервала (2π/3÷π)+nπ,
где S - скольжение ротора;
r2, xσ2 - соответственно активное сопротивление и индуктивное сопротивление рассеяния фазы ротора;
ϕ0 - фаза второй производной фазного тока;
А1, В1, А2, В2 - функции параметров конкретного электродвигателя, определяемые в соответствии с выражениями:




где KU = Ud/Er; Ud - постоянное напряжение на входе инвертора;
Er - фактическая ЭДС ротора;
k = R1/Xэкв;
α = arctg(Xэкв/R1);

R1, Xэкв - соответственно активное сопротивление фазной обмотки статора и эквивалентное реактивное сопротивление фазы двигателя.
5. Способ стабилизации частоты вращения электродвигателей переменного тока, питающихся от статических преобразователей частоты, содержащих инвертор с прямоугольно-ступенчатой формой выходного напряжения, в соответствии с которым изменяют сформированное с помощью инвертора питающее напряжение электродвигателя посредством сигнала обратной связи, отличающийся тем, что сигнал обратной связи формируют пропорционально фазе второй производной тока потребления инвертора на коммутационных интервалах инвертора относительно значения π/2 соответствующей фазы электродвигателя.
6. Способ по п. 5, отличающийся тем, что для синхронных и синхронно-гистерезисных электродвигателей сигнал обратной связи корректируют в зависимости от параметров электродвигателя в соответствии с выражениями;

для интервала (π/3÷2π/3)+nπ,

для интервала (2π/3÷π)+nπ,
где Θ - угол нагрузки;
ϕ0 - фаза нулевого значения второй производной фазного тока;
А1, В1, А2, В2 - функции параметров конкретного электродвигателя, определяемые в соответствии с выражениями:




где KU = Ud/Er; Ud - постоянное напряжение на входе инвертора;
Er - фактическая ЭДС ротора;
k = R1/Xэкв;
α = arctg(Xэкв/R1);

R1, Xэкв - соответственно активное сопротивление фазной обмотки статора и эквивалентное реактивное сопротивление фазы двигателя.
7. Способ по п.5, отличающийся тем, что для асинхронных электродвигателей сигнал обратной связи корректируют в зависимости от параметров электродвигателя в соответствии с выражениями:

для интервала (π/3÷2π/3)+nπ,

для интервала (2π/3÷π)+nπ,
где S - скольжение ротора;
r2, xσ2 - соответственно активное сопротивление и индуктивное сопротивление рассеяния фазы ротора;
А1, В1, А2, В2 - функции параметров конкретного электродвигателя, определяемые в соответствии с выражениями:




где KU = Ud/Er; Ud - постоянное напряжение на входе инвертора;
Er - фактическая ЭДС ротора;
k = R1/Xэкв;
α = arctg(Xэкв/R1);

R1, Xэкв - соответственно активное сопротивление фазной обмотки статора и эквивалентное реактивное сопротивление фазы двигателя.