Главная страница  |  Описание сайта  |  Контакты
СПОСОБ И СИСТЕМА С МНОГОКАНАЛЬНЫМ ДОСТУПОМ И СПЕКТРОМ РАСШИРЕНИЯ СООБЩЕНИЯ ДЛЯ ИНФОРМАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ МЕЖДУ МНОЖЕСТВОМ СТАНЦИЙ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ КОДОВОГО РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ СВЯЗИ СПЕКТРА РАСШИРЕНИЯ
СПОСОБ И СИСТЕМА С МНОГОКАНАЛЬНЫМ ДОСТУПОМ И СПЕКТРОМ РАСШИРЕНИЯ СООБЩЕНИЯ ДЛЯ ИНФОРМАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ МЕЖДУ МНОЖЕСТВОМ СТАНЦИЙ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ КОДОВОГО РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ СВЯЗИ СПЕКТРА РАСШИРЕНИЯ

СПОСОБ И СИСТЕМА С МНОГОКАНАЛЬНЫМ ДОСТУПОМ И СПЕКТРОМ РАСШИРЕНИЯ СООБЩЕНИЯ ДЛЯ ИНФОРМАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ МЕЖДУ МНОЖЕСТВОМ СТАНЦИЙ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ КОДОВОГО РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ СВЯЗИ СПЕКТРА РАСШИРЕНИЯ

Патент Российской Федерации
Суть изобретения: Сущность: разностная демодуляция в системах CDMA позволяет оптимально декодировать кодированный информационный сигнал, заключенный во многие другие перекрывающиеся сигналы, образующие принимаемый составной сигнал. Радиоприемник коррелирует уникальный код, соответствующий искомому сигналу, который должен быть декодирован, с составным сигналом. После декодирования каждого информационного сигнала он повторно кодируется и удаляется из составного сигнала. В результате последующая корреляция проводится с большей точностью. Разностная демодуляция в системе CDMA усиливается путем декодирования составного сигнала в порядке от самой высокой к самой низкой интенсивности сигнала. Помехи, вызываемые наличием информационного сигнала наибольшей интенсивности и составного сигнала во время декодирования более слабых сигналов, устраняются. Индивидуальные информационные сигналы получают уникальный код (44) исправления ошибки блока, скоррелированный с составным сигналом, с использованием быстрого преобразования Уолша. Скоррелированные сигналы кодируются повторно с использованием инвертированных быстрых преобразований Уолша (46) и удаляются из составного сигнала. 4 с. и 31 ф-лы, 10 ил.
Поиск по сайту

1. С помощью поисковых систем

   С помощью Google:    

2. Экспресс-поиск по номеру патента


введите номер патента (7 цифр)

3. По номеру патента и году публикации

2000000 ... 2099999   (1994-1997 гг.)

2100000 ... 2199999   (1997-2003 гг.)
Номер патента: 2104615
Класс(ы) патента: H04B7/204
Номер заявки: 5052876/09
Дата подачи заявки: 17.12.1991
Дата публикации: 10.02.1998
Заявитель(и): Эриксон-Джи-И Мобил Коммьюникейшн Холдинг Инк. (US)
Автор(ы): Поль В.Дент[SE]
Патентообладатель(и): Эриксон-Джи-И Мобил Коммьюникейшн Холдинг Инк. (US)
Описание изобретения: Изобретение относится к использованию средств связи в системе многостанционного доступа с кодовым разделением каналов (CDMA) таких, как сотовые системы радиотелефонной связи, и более конкретно - к усовершенствованной схеме демодуляции CDMA, основанной на последовательных вычитаниях сигнала из множества сигналов CDMA в порядке их интенсивности.
Сотовая телефонная отрасль имеет огромный коммерческий успех как в США, так и в других странах мира. Успехи в районах основной метрополии далеко превзошли предполагаемые результаты и опережают возможности системы. Если эта тенденция сохранится, сотовой связью будут охвачены даже наименее емкие рынки. Существует потребность в новых технических решениях для удовлетворения постоянно возрастающих потребностей в повышенной емкости системы при сохранении высокого качества обслуживания и в условиях доступных цен.
Важным этапом в сфере сотовых систем связи является переход от аналоговой формы передачи к цифровой. В равной степени актуальным является выбор эффективной схемы цифровой передачи для реализации следующего поколения сотовых средств связи. Известно, что первое поколение персональных сетей связи (PCN) (использующих недорогие портативные беспроволочные телефоны, позволяющие производить и принимать вызовы в домашних условиях, в офисе, на улице, в автомобиле и т.д.) было создано на основе сотовой связи В.Ч. связи, использующей инфраструктуру цифровой сотовой системы следующего поколения и сотовые частоты. Ключевой особенностью таких систем является повышенная пропускная способность. В настоящее время канальный доступ достигается путем использования способов многостанционного доступа в системе с частотным разделением (FDMA) и многостанционного доступа с временным разделением каналов (TDMA). Как показано на фиг. 1(а) канал связи в системе FDMA представляет собой одиночную полосу радиочастот, в пределах которой сконцентрирован сигнал заданного уровня. Помехи от смежных каналов ограничиваются путем использования полосовых фильтров, которые пропускают только сигнал с энергией в указанной полосе частот. Таким образом, при закреплении за каждым каналом другой частоты пропускная способность системы ограничена доступными частотами, а также ограничениями, связанными с повторным использованием канала.
В системах TDMA, как показано на фиг. 1(б), канал состоит из временного интервала в периодической последовательности временных интервалов на той же частоте. Каждый период временных интервалов называется циклом. Энергия данного сигнала ограничивается одним из этих временных интервалов. Помеха от смежного канала ограничивается путем использования временного логического элемента или другого элемента синхронизации, который пропускает только энергию сигнала, принятого в надлежащее время. Таким образом, проблема помехи от относительных уровней других сигналов снижается.
Пропускная способность в системах TDMA повышается посредством сжатия сигнала передачи в более короткий временной интервал. В результате информация должна передаваться с соответственно более высокой скоростью передачи пакетов, которая возрастает пропорционально величине занимаемого спектра.
Системы FDMA или TDMA или гибридные системы FDMA/TDMA призваны обеспечить такой режим, при котором два потенциально мешающих друг другу сигнала не занимали одну и ту же частоту в одно и то же время. Наоборот, система с многостанционным доступом и кодовым разделением каналов (CDMA) дает возможность совмещать сигналы по времени и частоте, как показано на фиг. 1(с). Таким образом, все сигналы CDMA совместно используют один и тот же спектр частоты. В частотной или временной областях сигналы многостанционного доступа появляются один над другим. В принципе поток информационных данных, подлежащих передаче, сжимается в поток данных со значительно более высокой битовой скоростью, генерируемый генератором псевдослучайного кода. Поток информационных данных и поток данных с высокой скоростью битов объединяются путем умножения двух потоков битов. Эта комбинация сигнала с более высокой скоростью битов с потоком данных с более низкой скоростью битов называется кодированием или расширением спектра сигнала потока информационных данных. Каждый поток или канал информационных данных распределяется в уникальном коде расширения. Множество кодированных информационных сигналов передается колебаниями несущей радиочастоты и совместно принимаются на приемнике как составной сигнал. Каждый из кодированных сигналов перекрывает все другие кодированные сигналы, а также связанные с шумом сигналы как по частоте, так и по времени. Путем согласования составного сигнала с одним из уникальных кодов соответствующий информационной сигнал изолируется и декодируется.
Существует ряд преимуществ, обеспечиваемых средствами связи CDMA. Пределы пропускной способности сотовых систем на основе CDMA проектируются с двадцатикратным увеличением по сравнению с существующей аналоговой технологией, как результат свойств широкополосной системы CDMA, таких как повышенная плотность кодирования усиления/модуляции, стробирование речевой активности, секторизация и повторное использование спектра в каждой сотовой ячейке. CDMA практически нечувствительна к многоканальным помехам и устраняет замирания и помехи электростатического происхождения, что позволяет улучшить эксплуатационные характеристики в городских зонах. Передача речи на основе CDMA с помощью декодера высокой скорости битов обеспечивает повышенное качество реальной речи. CDMA также обеспечивает переменные скорости данных, давая возможность реализации многих разных степеней качества речи. Формат зашифрованного сигнала CDMA полностью устраняет перекрестные помехи и в значительной мере затрудняет и удорожает подслушивание или отслеживание вызовов, обеспечивая высокую конфиденциальность.
Несмотря на многие преимущества предоставляемых CDMA пропускная способность традиционных систем CDMA ограничена процессом декодирования. Поскольку множество информационных сообщений разных пользователей перекрывается по времени и частоте, задача направления правильного информационного сигнала соответствующему пользователю является сложной. В действующих реализациях CDMA пропускная способность ограничивается отношением сигнал - шум /S/N/, которое по существу является мерой помехи, вызываемой другими перекрывающимися сигналами, а также фоновым шумом. Поэтому в основу изобретения поставлена задача повышения пропускной способности системы с поддержанием необходимого отношения сигнал - шум и соответственно эффективным и точным декодированием сигнала.
Изобретение решает указанную задачу с использованием средств разностной демодуляции CDMA. Чтобы оптимально декодировать кодированный информационный сигнал, трассируемый со многими другими перекрывающимися сигналами, образующими принимаемый составной сигнал, радиоприемник производит корреляцию уникального кода, соответствующего декодируемому сигналу, с составным сигналом. После декодирования каждого информационного сигнала он повторно кодируется и удаляется из составного сигнала. В результате последовательная корреляция других информационных сигналов в принимаемом составном сигнале может проводиться с меньшей помехой и соответственно с большей точностью.
Способ разностной демодуляции усиливается путем декодирования составного сигнала в порядке поступления информационных сигналов от сигнала наивысшего уровня до сигнала наинизшего уровня. Сигнал наивысшего уровня коррелируется и удаляется первым. Помеха, вызванная наличием информационного сигнала наивысшего уровня в составном сигнале в течение декодирования/согласования более слабых сигналов, тем самым устраняется. Тем самым возможности точного декодирования даже сигнала с наименьшим уровнем значительно повышаются.
В предпочитаемом варианте осуществления изобретения кодирование индивидуальных информационных сигналов производится путем присвоения каждому сигналу уникального кода исправления ошибок в блоке данных, который легко может быть скоррелирован с использованием быстродействующей схемы преобразования Уолша. Скоррелированные сигналы повторно кодируются путем повторного осуществления быстродействующего преобразования Уолша с последовательным удалением из составного сигнала.
На фиг. 1(а)-(с) изображены графики каналов доступа с использованием различных способов многостанционного доступа; на фиг. 2 - серия графиков, иллюстрирующих процесс формирования сигналов CDMA; на фиг. 3 и 4 - серия графиков, иллюстрирующих процесс декодирования сигналов CDMA; на фиг. 5 - серия графиков, иллюстрирующих процесс разностной демодуляции CDMA, согласно изобретению; на фиг. 6 - функциональная схема передатчика и приемника CDMA; на фиг. 7 - функциональная схема разностного демодулятора CDMA согласно изобретению; на фиг. 8 - функциональная схема процессора интенсивности сигнала, показанного на фиг. 7; на фиг. 9 - график, сравнивающий отношение сигнал - шум традиционной CDMA с аналогичным отношением разностной CDMA согласно изобретению и на фиг. 10 - функциональная схема другого варианта осуществления разностного демодулятора CDMA согласно изобретению.
Хотя описание составлено в контексте с сотовыми системами связи, включая портативные и мобильные радиотелефоны и/или персональные средства связи, представляется очевидным, что изобретение может применяться и в других сферах связи.
Изобретение будет в дальнейшем описано совместно с графиками сигналов, приведенных на фиг. 3-4, содержащих примеры форм волны в процессах кодирования и декодирования, включенных в традиционные системы CDMA. Используя эти же примеры той же формы волны из фиг. 2-4, улучшенная характеристика данного изобретения по сравнению с традиционной системой CDMA показана на фиг. 5.
Два разных потока данных, показанных на фиг. 2 как сигнальные графики (а) и (d), представляют оцифрованную информацию, передаваемую по двум отдельным каналам связи. Сигнал 1 модулирован, с использованием цифрового кода с высокой битовой скоростью, уникального в отношении сигнала 1, как показано на сигнальном графике (в). В настоящем изобретении термин <бит> означает один разряд (символ) информационного сигнала. Термин <период битов> означает период времени между началом и окончанием сигнала бита. Термин <чип> означает один разряд сигнала высокоскоростного кодирования. Соответственно период чипа относится к периоду времени между началом и окончанием сигнала чипа. Результат этой модуляции, которая по существу является произведением форм волны двух сигналов, показан на сигнальном графике (с). В Булеанской системе счисления модуляция двух двоичных форм волны является по существу операцией исключающего ИЛИ. Аналогичные серии операций производятся в отношении сигнала 2, как показано на сигнальных графиках (d)-(f). Практически по частотному спектру, доступному для сотовых телефонных средств связи, распределено более двух кодированных информационных сигналов.
Каждый кодированный сигнал используется для модуляции несущей радиочастоты (RF) с использованием любого из множества способов модуляции, например квадратурной манипуляции фазовым сдвигом (OPSK). Каждая модулированная несущая передается по воздушной границе раздела. В радиоприемнике, например на станции на сотовой основе, все сигналы, которые перекрываются в заданной ширине полосы частот, принимаются совместно. Индивидуально кодированные сигналы складываются, как показано на сигнальных графиках (а)-(с) на фиг. 3 для образования формы волны составного сигнала.
После демодуляции принятого сигнала по соответствующей опорной частоте проводят декодирование составного сигнала. Сигнал 1 может быть декодирован или сжат путем умножения принятого составного сигнала в сигнальном графике (с) с помощью уникального кода, использованного первоначально для модулирования сигнала 1, как показано на сигнальном графике (d). Результирующий сигнал анализируют для определения полярности (высокая или низкая, +1 или -1 или <1> или <0>) каждого периода информационного бита сигнала.
Эти определения могут быть сделаны путем использования усредненной или мажоритарной выборки полярностей чипа в течение периода одного бита. Такие способы <жесткого определения> возможны, если нет неоднозначности сигнала. Например в течение первого периода битов на сигнальном графике (f) усредненная величина чипа составляет +1,00, которая легко указывает полярность бита +1. Аналогичным образом в течение третьего периода битов усредненная величина чипа составляет +0,75. В результате полярность бита была наиболее вероятно +1. Однако во втором периоде бита усредненная величина составляет ноль, и тест мажоритарной выборки или усреднения не в состоянии обеспечить приемлемую величину полярности.
В случае неоднозначности (двузначности) должен использоваться способ выполнения <мягкого решения> для определения полярности бита. Например, аналоговое напряжение пропорционально принятому сигналу после сжатия может быть интегрировано по ряду периодов чипа, соответствующих одному информационному биту. Знак или полярность итогового результата интегрирования указывает, что значение бита составляет +1 или -1.
Декодирование сигнала 2, аналогичное декодированию сигнала 1, показано на сигнальных графиках (a)-(d) на фиг. 4. Однако после декодирования нет неопределенности в полярности битов.
Теоретически эта схема декодирования может использоваться для декодирования любого сигнала, входящего в составной сигнал. В идеальном варианте для нежелательных сигналов помех сводится к минимуму, если цифровые коды расширения ортогональны по отношению к нежелательным сигналам. Два кода являются ортогональными, если ровно половина их битов различная. К сожалению существует лишь некоторое число ортогональных кодов в отношении конечной длины слова. Другая проблема состоит в том, что ортогональность может сохраняться лишь в случае, когда относительное выравнивание времени между двумя сигналами строго поддерживается. В условиях связи, когда портативные радиостанции перемещаются непрерывно, например в случае сотовых систем, выравнивание времени труднодостижимо.
Когда ортогональность кода не может быть гарантирована, сигналы на основе шума могут вмешиваться в фактические последовательности битов, производимые разными генераторами кода, например мобильным телефоном. По сравнению с энергиями первоначально кодированных сигналов энергия сигналов шума, тем не менее как правило невелика. Термин <выигрыш в отношении сигнал - шум при обработке сигналов> часто используется для сравнения относительных энергий сигналов. Выигрыш в отношении сигнал - шум при обработке сигналов определяют как отношении скорости битов кодирования или расширения к скорости соответствующих информационных битов. Таким образом, выигрыш в отношении сигнал - шум при обработке сигналов по существу является коэффициентом расширения. Чем выше скорость битов кодирования, тем больше расширяется информация, и тем больше коэффициент расширения. Например, при скорости передачи информации в один килобит в секунду, используемой для модулирования сигнала кодирования один мегабит в секунду получают выигрыш в отношении сигнал - шум 1000:1.
Большие выигрыши в отношениях сигнал - шум при обработке сигналов снижают возможность декодирования сигналов шума, модулированных с использованием кодов рассогласования. Например, выигрыш в отношении сигнал - шум при обработке сигналов используется в военной области для измерения подавления посылаемых противником сигналов активной преднамеренной радиопомехи. В других областях применения, таких как сотовые системы, выигрыш в отношении сигнал - шум при обработке сигналов означает подавление других сигналов, которые присутствуют на том же канале связи, с помощью несогласованного кода. В контексте с изобретением шум включает в себя как сигналы, посылаемые противником, так и гражданские сигналы. Фактически шум определяют как любые отличные от интересующего сигналы, т. е. от сигнала, который должен быть декодирован. Используя далее описанный пример, можно исключить, что, если требуется отношение сигнал - шум 10:1, и выигрыш в отношении сигнал - шум при обработке сигналов 1000: 1, традиционные системы CDMA имеют пропускную способность до 101 сигнала для совместного использования одного и того же канала. Во время декодирования 100 из 101 сигналов подавляются до 1/1000-ной их первоначальной силы помехи. Итоговая энергия помехи составит, таким образом, 100/1000 или 1/10 по сравнению с требуемой информационной энергией одного (1). При энергии информационного сигнала, в десять раз большей, чем энергия помехи, информационный сигнал может быть точно согласован.
Вместе с требуемым отношением сигнал - шум выигрыш в отношении сигнал - шум при обработке сигналов определяет число допускаемых перекрывающих сигналов в одном и том же канале. То, что изложенное является критерием в отношении пределов пропускной способности систем CDMR, можно почерпнуть из публикации <О пропускной способности сотовой системы CDMA> Жилхаузена, Джекоба, Вильтерби, Вивера и Витлея. Протоколы IEEE по автомобильной технике, ноябрь 1990 г.
В противоположность традиционной точке зрения важный аспект данного изобретения состоит в обнаружении, что подавление гражданских сигналов CDMA не ограничивается выигрышем в отношении сигнал - шум при обработке демодулятором сигналов с расширенным спектром, как это имеет место при подавлении сигналов, посылаемых противником, активной преднамеренной радиопомехой. Большой процент других сигналов, включенных в принимаемый составной сигнал, не являются неизвестными сигналами активной преднамеренной радиопомехи или шумом окружающей среды, который не может быть скоррелирован. Вместо этого большее число сигналов шума, как сказано, известно и используется для облегчения декодирования искомого сигнала. Известность большинства указанных сигналов шума, равно как и их соответствующих кодов, используется в изобретении для повышения пропускной способности системы и точности процесса декодирования сигнала.
Вместо простого декодирования каждого информационного сигнала, входящего в составной сигнал, изобретение также позволяет удалить каждый информационный сигнал из составного согнала после его декодирования. Оставшиеся сигналы декодируются. Как следствие, наличие сигнальных передач в канале связи на основе уже декодированных сигналов не мешает декодированию остальных сигналов. Например, согласно фиг. 5, если сигнал 2 уже был декодирован, как показано на сигнальном графике (а), кодированная форма сигнала 2 может быть восстановлена, как показано на сигнальных графиках (Ь) и (с) и вычтена из составного сигнала на сигнальном графике (d), чтобы оставить кодированный сигнал 1 в сигнальном графике (е). Сигнал 1 легко вновь захватывается путем умножения кодированного сигнала 1 с кодом 1, чтобы восстановить сигнал 1. Важно отметить, что когда традиционный способ декодирования CDMA не давал возможности определить была ли полярность информационного бита во втором периоде бита сигнала 1 +1 или -1 на сигнальном графике (f) на фиг. 3, способ декодирования согласно изобретению эффективно решает эту неоднозначность путем простого вычитания сигнала 2 из составного сигнала.
На фиг. 6 показана традиционная система CDMA. Цифровая информация 1, подлежащая передаче по радиочастотному каналу связи, кодируется в блоке кодирования 20 CDMA. Кодированный сигнал используется для модулирования несущей радиочастоты в смесителе 22. Модулированная несущая передается по воздушной границе раздела посредством передающей антенны 24. Другая цифровая информация от других блоков передачи (2...N) может передаваться аналогичным образом. Принимающая антенна 26 радиоприемника 25 принимает составной радиочастотный сигнал и демодулирует составной сигнал, используя другой смеситель 28. Искомый сигнал извлекается из составного сигнала путем уменьшения соответствующего кода, использованного для первоначального кодирования искомого сигнала в блоке кодирования 20 CDMA с составным сигналом. Теоретически только соответствующий сигнал согласуется и восстанавливается в блоке декодирования 34.
В дальнейшем будет описан подробный вариант реализации блока декодирования 34 со ссылкой на фиг. 7. Антенна принимает (26) множество кодированных сигналов, перекрывающихся в одном и том же канале связи, в качестве составного радиочастотного сигнала. Демодулятор 28 преобразует принятый радиочастотный сигнал в соответствующую частоту для обработки. Такая соответствующая частота может находиться, например, около нулевой частоты (постоянный ток), и составной сигнал может состоять из компонентов коэффициента сложности, имеющих действительные и мнимые компоненты 1 и 0. Первый блок 40 цифровой обработки включает в себя первый кодовый генератор 32, настроенный на сопряжение (совпадение) с кодом демодулированного первого сигнала. В то время, как специфический код, устанавливаемый кодовым генератором 32 в первом блоке 40 обработки данных, может быть выбран произвольно, в предпочитаемом варианте осуществлений изобретения порядок генерирования кодов основан на уровне или интенсивности сигнала. Процессор 29 интенсивности сигнала контролирует относительные интенсивности сигналов каждого из сигналов, который образует составной сигнал. В контексте сотовой системы, если мобильный коммутационный центр (MSC) или базовая станция (BS) контролирует вероятные или фактические интенсивности сигналов каждой подвижной телефонной связи либо MSC, либо BS может выполнять задачи процессора 29 интенсивности сигналов.
Следует отметить, что интенсивность сигнала может быть определена процессором 29 интенсивности сигнала или может быть предсказана на основе исторических моделей интенсивности сигнала. Схема функционального блока, показывающая аппаратное оформление для выполнения функций процессора 29 интенсивности сигнала, будет в дальнейшем описываться со ссылкой на фиг. 8. Специалисты в данной области техники могут видеть, что указанные функции также могут быть реализованы путем использования соответственно запрограммированного микропроцессора. Суммарный составной сигнал, принятый антенной 26, возводится в квадрат в умножителе 100, и интегрируется в интеграторе 106 по числу периодов чипов в периоде бита. Синхросигнал бита определяет интервал интегрирования. Схема 107 квадратного корня определяет величину среднеквадратичного значения (RMS) составного сигнала в периоде бита.
В то же время оставшийся сигнал принимает умножитель 102. Оставшийся сигнал содержит суммарный составной сигнал за вычетом любых ранее декодированных сигналов. Оставшийся сигнал умножается на расширенный код, генерируемый локальным генератором кода 104 декодируемого сигнала. Скоррелированный выходной сигнал от умножителя 102 также интегрируется по тому же периоду бита в интеграторе 108, управляемому синхросигналом бита. Как описано, например, в отношении сигнальных графиков (е) и (f) на фиг. 3, усредненная или интегрированная величина напряжения по интегрированному временному периоду может иметь положительную и отрицательную полярности. Таким образом, устройство 110 определения полярности бита определяет полярность сигнала и передает сигнал на устройство 114 абсолютной величины, которое обеспечивает положительное значение выходного сигнала интегратора 108, задержанного устройством задержки 112. Устройство 114 абсолютной величины может быть, например, инвертором, управляемым устройством 110 определения полярного бита.
Абсолютная величина усредненного соответствующего сигнала (В) делится в делителе 116 на квадратный корень среднеквадратичного значения величины суммарного составного сигнала, возведенного в квадрат (А2) в отношении того же периода бита, для генерирования нормализованной величины. Иначе говоря соответствующая интенсивность декодированного сигнала B нормализуется путем деления его на суммарный составной сигнал сигнала в отношении этого периода бита. Нормализованное скоррелированное значение декодированного сигнала накапливается в усреднителе 118 сигнала в отношении ряда периодов бита для генерирования относительной средней интенсивности указанного декодированного сигнала. За счет замирания, обусловленного многолучевым распространением сигнала, фактическое число периодов бита должно быть примерно в десять раз выше, для определения точной усредненной интенсивности демодулированного сигнала. Каждый локальный код загружается в блок памяти 120 вместе с его соответствующей усредненной величиной интенсивности. Сортировщик 122 сравнивает каждую из этих усредненных величин интенсивности сигнала и сортирует их по порядку от самого сильного до самого слабого. Одновременно с этим сортировщик 122 передает локальный код расширения сигнала наиболее высокого уровня на генератор 104 локального кода, так что сигнал с наибольшим уровнем всегда демодулируется и извлекается в следующий период бита данных. Сигналы меньшей интенсивности демодулируются в порядке интенсивности сигналов по определению сортировщика 122. Сортировщик 122 по своим функциям может быть легко выполнен в виде микропроцессора, использующего средства программирования программы сортировки.
Так как интенсивности сигналов многоканальных подвижных станций в ячейке постоянно изменяются, согласно другому варианту осуществления изобретения используют линейный упреждающий анализ (LPA) для регистрации приоритета интенсивности сигнала. В общих словах историческая модель относительных интенсивностей сигналов загружается в память и используется для определения с помощью экстраполяции, какой сигнал вероятнее всего имеет наибольшую интенсивность в следующий момент времени. LPA предполагает, что следующая величина формы волны будет взвешенной суммой ранее полученных величин с весовыми коэффициентами, которые должны быть определены. Известный алгоритм фильтра Кальмана может использоваться для выполнения этого анализа. Тем самым сигнал наиболее высокого уровня может быть предсказан с высокой степенью вероятности без выполнения другой последовательности декодирования сигнала и измерений.
Если процессор 29 уровня сигнала определяет, что фактические результаты декодирования составного сигнала и последовательность приоритета уровня сигнала являются ошибочными из-за неточного предсказания или из-за изменений условий системы, процессор 29 уровня сигнала предупорядочивает кодовую последовательность для отражения порядка фактического уровня сигналов. Затем последовательно повторяется процесс демодулирования для обеспечения декодирования индивидуально кодированных сигналов составного сигнала в порядке от сигнала наибольшей интенсивности к сигналу наименьшей интенсивности. Повторение процесса не ведет к потере данных или прерыванию передач по причине загрузки составного сигнала в блоке задержки 50 в блоке 40 обработки. Блок задержки 50 может быть выполнен в виде запоминающего устройства. Как следствие, составной сигнал может быть ретроспективно повторно обработан после того, как определен оптимальный порядок декодирования.
Путем согласования выходного сигнала первого кодового генератора 32 с составным сигналом, принятом в корреляторе 30, индивидуальный сигнал, соответствующий первому коду, извлекается из составного сигнала. Согласованный сигнал фильтруется фильтром 42 нижних частот для устранения помехи, генерируемой шумом и нескоррелированными сигналами. Вместо фильтра 42 нижних частот схема мажоритарного большинства или схема интегрирования со сбросом может использоваться для сокращения или сжатия ширины полосы частот или скорости битов согласованного сигнала. Выходной сигнал, формируемый фильтром 42 нижних частот, проходит далее в декодер 44 исправления ошибки, который окончательно сокращает ширину полосы частот или скорость битов сигнала в отношении соответствующей цифровой информации. Декодированный информационный сигнал может подвергаться дополнительной обработке, прежде чем достичь своего адресата.
Выходной сигнал исправленной ошибки также подается на блок повторного кодирования/устройство повторной модуляции 46 для восстановления формы волны только что декодированного сигнала. Цель восстановления/повторного кодирования декодированного сигнала состоит в удалении его из составного сигнала в блоке вычитания 48. Блок памяти 50 на линиях задержки запоминает составной сигнал в отношении времени обработки, необходимого для первого декодирования и затем восстановления первого декодированного сигнала.
Остающийся составной сигнал, из которого вычтен первый декодированный сигнал, поступает из блока вычитания 20 на вход второго блока цифровой обработки 40' аналогичный первому блоку 40. Единственное различие между двумя блоками цифровой обработки 40 и 40' в том, что кодовый генератор 32' запрограммирован на совпадение с кодом, соответствующим второму сигналу, подлежащему демодулированию. В предпочитаемом варианте осуществления изобретения второй сигнал, подлежащий демодулированию, является сигналом, имеющим следующую наибольшую интенсивность сигнала. Для специалиста в данной области техники представляется очевидным, что второй блок обработки второго сигнала 40' может быть выполнен путем рекурсивного использования блока обработки первого сигнала 40, чтобы избежать дублирования аппаратных средств. Блок обработки 40' второго сигнала генерирует второй декодированный сигнал от декодера 44' исправления ошибки и вычитает восстановленный второй сигнал из задержанного составного сигнала в блоке вычитания 48'. Оставшийся составной сигнал, теперь с двумя удаленными сигналами, пропускается на третью стадию обработки сигнала и т.д.
Следует отметить, что ключевой элемент изобретения состоит в том, что последовательность демодуляции и извлечения индивидуальных информационных сигналов протекает в порядке от самой высокой интенсивности сигнала к самой низкой интенсивности сигнала. Первоначально, когда составной сигнал содержит много сигналов, сигнал, который вероятнее всего должен быть детектирован, это сигнал, имеющий наибольшую интенсивность. После того, как сигнал с наибольшей интенсивностью извлечен из составного сигнала, следующий по уровню сигнал может быть легко детектирован без учета помехи, создаваемой сигналом наивысшего уровня. Благодаря этому даже самый слабый сигнал может быть точно декодирован. В силу указанной высокоэффективной способности декодирования изобретение работает удовлетворительно даже при значительном увеличении числа пользователей, в рамках традиционных систем CDMA. Тем самым достигается повышенная пропускная способность.
Путем увеличения числа мобильных доступов по одному и тому же каналу связи устанавливается уровень стационарного режима активности, в котором процессор 29 интенсивности сигналов непрерывно определяет относительные мгновенные уровни всех информационных сигналов, подлежащих обработке. Предел пропускной способности этой системы достигается в случае, когда уровень сигнала превышается суммой уровней сигналов более низкой интенсивности более, чем на возможный выигрыш в отношении сигнал - шум при обработке сигналов (меньше любого требуемого отношения сигнал - шум). Однако этот предел значительно более приемлем, чем традиционный предел, который достигается в случае, когда сумма уровней всех более интенсивных сигналов превышает уровень самого слабого сигнала на величину, превышающую возможный выигрыш в отношении сигнал - шум при обработке сигналов.
При вычислении увеличения пропускной способности используют распределение Рейлиха в качестве репрезентативного распределения уровня сигнала в сотовой телефонной системе. Предполагая использование управления энергией обратной связи долгосрочный усредненный уровень всех сигналов берется за единицу. Как следствие, мощность сигнала соответствует следующей функции распределения:
P/A/dA = 2А exp /-А2/dA,
где А - амплитуда сигнала.
Полная мощность P большого числа N таких сигналов составляет N. Если выигрыш в отношении сигнал - шум при обработке сигналов либо коэффициент расширения спектра составляет R, отношение сигнал - шум после сжатия будет примерно составлять:
S/I = А2 R/N,
для традиционной системы CDMA. Если S/I равно 1, сигналы с амплитудой меньшей, чем SQRT/N/R/ не будут достигать нуля дб (равному коэффициенту по мощности) в отношении помехи после демодуляции. Если это является порогом в отношении допустимого декодирования, некоторое количество сигналов
I - e(-N/R),
не будет декодируемым, и некоторое число сигналов будет декодируемым: e(-N/R). Максимальное количество сигналов, подлежащее декодированию составляет:
Ne(-N/R).
Когда N выбрано равным R, число декодируемых сигналов становится N/e. Таким образом, потери при передаче по причине распределения интенсивности сигналов учитываются коэффициентом е. Практически трудно достичь данной пропускной способности при одновременном обеспечении адекватного качества обслуживания в сотовой системе, так как сигналы, которые были декодируемыми в один момент, будут принадлежать к одной группе подвижных станций и к другой группе подвижных станций в другой момент. Декодирование каждого информационного сигнала с подвижного абонентского устройства во временном промежутке, составляющем 95%, например, вызовет значительную потерю пропускной способности. Эта дополнительная потеря является порогом, который должен быть введен в пропускную способность системы для возможности замирания сигнала.
Однако в случае данного изобретения каждый сигнал подвергается воздействию помехи только от тех сигналов, которые имеют меньшую или равную амплитуду. Сигналы, имеющие более высокий уровень или амплитуду сигнала, демодулируются первыми и удаляются.
Интеграл всех помех 1 до амплитуды А выражается в виде:
1-/1+А2/ ехр / - А2/.
Отношение сигнал - шум S/1 после сжатия амплитуды А таким образом будет:
,
фиг. 9 показывает график функции
А2 / (I - ( А2 + I) ехр (-А2))
иллюстрирующий, что эта величина никогда не бывает меньше, чем 5,8 дб /отношение мощностей 3,8:1/, с минимальным значением, достигаемым при А2 = 1,79. Отношение 3/1 улучшает сигналы, имеющие амплитуду больше, чем /1,79/1/2 по причине их большей мощности. В противоположность традиционным системам CDMA отношение S/I в изобретении также улучшает сигналы, имеющие амплитуду меньше, чем 1,79, по той причине, что меньшее количество невычитаемых сигналов помех остается ниже этого уровня сигнала.
Как следствие, все сигналы являются декодируемыми при условии, что
R/N > 1/3,8,
то есть
N <3,8 R.
По сравнению с пределом пропускной способности традиционного демодулятора CDMA типа
N <R/t (без границ замирания)
изобретение имеет преимущество пропускной способности в 3,87e, что обеспечивает более чем десятикратное увеличение. Кроме того, традиционные системы имеют значительный предел замирания. В данном изобретении даже самые слабые замирающие сигналы (по крайней мере в отношении помехи другим сигналам и пренебрегая другими источниками шума) могут быть декодированы с высокой эффективностью. С учетом предела замирания увеличение пропускной способности согласно изобретению примерно в 100 раз больше, чем в традиционных системах CDMA.
Следует отметить, что пропускная способность системы ограничивается лишь потому, что возможность обработки первых сигналов тем больше ограничена, чем выше уровень сигнала. Однако, учитывая преимущество хранения в ЗУ задержки составного сигнала и способность повторно обрабатывать составной сигнал ретроспективно, операция многократной демодуляции может применяться к составному сигналу. Конечно, указанная операция будет вносить различие лишь в случае, если в процесс демодуляции на первой стадии были допущены ошибки в декодированных сигналах. Соответственно, предпочтительно использовать избыточное кодирование для индикации доверительной вероятности в результирующем декодированном сигнале. Основываясь на этом коде доверительной вероятности, блок обработки 40 решает будут ли последующие стадии давать улучшение. Широко известна операция избыточного кодирования для присвоения величины доверительной вероятности конкретному результирующему декодированному сигналу, именуемая способом мажоритарной выборки. Например, при сравнении пяти избыточных сигналов, причем четвертый и пятый сигналы имеют одинаковый уровень, результирующему сигналу присваивается высокая величина доверительной вероятности. Чем меньше сигналов, которые совпадают, тем ниже величина доверительной вероятности. Если величина доверительной вероятности высокая, проведения последующих операций демодуляции не требуется. Наоборот, низкая величина доверительной вероятности диктует необходимость повторной сортировки сигналов и исключения любого сигнала более высокого уровня.
Хотя принципы кодов непрерывного расширения были первоначально описаны в связи с фиг. 3-5, более совершенные способы расширения спектра информационного сигнала могут быть достигнуты путем использования кодирования с исправлением ошибки. Когда одинарный двоичный информационный бит в определенный момент времени представляет ширину полосы, расширенную посредством коэффициента расширения R, для преобразования в псевдослучайную последовательность из R битов, ширина полосы расширяется без увеличения кода исправления ошибки. Как таковой этот способ может называться простым расширением. С другой стороны расширение блока М информационных битов в определенный момент времени, где М больше единицы, до псевдослучайной последовательности MxR битов обеспечивает усилие кодирования исправления ошибки в пределах того же коэффициента расширения. Этот последний упомянутый способ именуется <мягким> способом.
Простое расширение может рассматриваться как преобразование информационного сигнала, представленного одной из двух возможных координат /-1/ или /+1/ в одномерном пространстве, например, на линии, в сигнал, размером R для визуализации его на дисплее. Координата в любом размере R может иметь только две возможных величины -1 или +1 (в Булеанском исчислении 0 или 1). Такие пространства известны как поля Галуа. Согласование сигнала с кодом может быть приравнено к определению проекции его на вектор из точки отсчета координат через точку, координаты которой заданы битами кода. Максимальное согласование или оптимальная проекция сигнала достигается в случае, если концевая точка сигнального вектора и вектора кода совпадают. Совпадение происходит, когда нет угла между вектором сигнала и вектором кода. Когда сигнал состоит из суммы сигналов, один из которых совпадает с кодом, а остальные расположены под прямым углом к этому коду, корреляция сигнала с этим кодом дает сложный результат согласования, соответствующий требуемому демодулируемому сигналу. Остальные сигналы не содействуют результирующей величине результата согласования, поскольку имеют нулевую проекцию на линии корреляции 1 + JQ.
В более общем виде, сумма случайно кодированных сигналов может включать один сигнал, который совпадает с коррелирующим кодом, тогда как остальные имеют случайные проекции на линию согласования кода или вектор. Если возведенная в квадрат общая длина любого из этих оставшихся сигналов составляет согласно уравнению Пифагора.
а12 + а22 + а32 ...., где а1, а2, a3 ... - проекции на различные векторы или оси, то усредненное значение 1/R общей возведенной в квадрат длины (или мощности) появляется в любом одиночном размере (измерении). При корреляции с кодом первого сигнала и вычитании соответствующей величины вектора кода, результирующий сигнал имеет нулевую проекцию на вектор кода. Важно, что сигнал проектируется на плоскость или субпространство размеров R-1 с 1/R его мощности, лежащей вдоль линии корреляции кода, теперь исчезнувшей.
Эта потеря общей мощности вдоль линии корреляции кода называется <коррелятивной потерей> мощности остающихся сигналов, которая происходит, когда первый сигнал коррелируется с его собственным кодом, и первый сигнал вычитается из общего или составного сигнала. При ортогональности всех сигналов, такой потери не происходит. В противном случае средняя потеря 1/R, где коэффициент расширения R является по существу числом чипов при корреляции мощности каждого остающегося сигнала, происходит при извлечении предшествующего демодулированного сигнала. Попытка демодулировать и извлечь R или больше сигналов с их соответствующими кодами, перекрывая все R - размерное пространство, приведет к удалению всех векторных компонентов во всех размерах после извлечения R-того сигнала. Не останется ни одного сигнала для демодулирования. Изобретение дает возможность демодулировать больше, чем R перекрывающихся сигналов путем снижения потери корреляции.
Величина демодулированного сигнала, вычитаемого из составного сигнала, может быть основана либо на величине амплитуды сигнала после коррелятивного сжатия текущего информационного бита, либо на величине амплитуды сигнала предшествующего информационного бита. Ошибка предшествующего бита основана на величинах других сигналов, которые образовали составной сигнал, когда предшествующий бит был демодулирован и удален. Изобретение предполагает оптимальную величину декодированного сигнала, подлежащего вычитанию путем использования по меньшей мере нескольких сверхамплитудных измерений в способе последовательной оценки с использованием фильтра Кальмана, который может быть адаптирован для отслеживания образца замирания сигнала.
В другом варианте осуществления изобретения сигналы оцениваются путем использования (мягкого расширения), основанного на ортогональном или би-ортогональном кодировании блока передаваемой информации. При кодировании ортогональным блоком число передаваемых М битов преобразуется в одно из 2м возможных ортогональных кодовых слов по 2м - бит. Группа кодовых слов может быть составлена следующим образом:
Тривиальный случай М=1 дает два слова по 2 бита каждое:
,
который рассматривается как матрица битов 2х2
.
Случай в отношении М=2 может быть реализован путем формирования 4х4 битовой матрицы М2 посредством следующего рекурсивного отношения:
.
Эти матрицы известны как матрицы Уолша - Хадамарма.
Декодирование этих ортогональных кодов включает корреляцию со всеми элементами группы кодовых слов. Двоичный индекс кодового слова, представляющий наивысшую корреляцию, дает требуемую информацию. Например, если корреляция 16-, 16-тибитовых кодовых слов с нумерацией от 0 до 15 дает наивысшую корреляцию по десятому 16-битовому слову кода, информация нижележащего сигнала составляет 4-битовое двоичное слово 1010 (10 в двоичном коде). Такой код также именуется кодом ортогонального блока (16,4) и имеет коэффициент расширения R равный 16/4=4.
Если матрица Вальша-Хадамарда расширена с использованием дополнительных кодовых слов (все 16 битов инвертированы), один дополнительный бит информации может быть преобразован на одно кодовое слово. Таким образом, 5 битов информации транспортируются путем передачи одного из 16 кодовых слов или одного из их 16 дополнений, образуя общий выбор 32. Этот тип кодирования известен как би-ортогональное кодирование. В отношении более высоких коэффициентов расширения может использоваться код би-ортогонального блока (128, 8), имеющий коэффициент расширения 16:1. Действительно, могут использоваться коды би-ортогонального блока (256, 9), (512, 10) .... (32768, 16) ... и т.д.
Используя добавление модуля - два код скремблирования может добавляться в код блока для того, чтобы кодирование отличалось для каждого сигнала. Код скремблирования может изменяться хаотично от блока к блоку. Добавления модуля - два кода скремблирования соответствует в поле Галуа применению вращения оси. Код скремблирования может быть дескремблирован путем повторного добавления модуля - 2 в правильный код скремблирования в приемнике для повторного выравнивания осей с кодовыми словами матрицы Уолша - Адамарда.
Существенный отличительный признак изобретения состоит в одновременной корреляции со всеми кодовыми словами ортогонального блока в группе, которая может производиться эффективно посредством быстрого преобразования Уолша. В случае кода (128, 7), например, 128 выборок входного сигнала преобразуется в величину корреляции составного сигнала с одним кодовым словом. Ниже будет описан такой процесс преобразования. Как показано на фиг. 10, коллектор 60 выборок последовательных сигналов отбирает некоторое число выборок в последовательностях от приемника, равное числу битов в кодированном слове, например, 128, и загружает их во внутреннюю буферную память и затем преобразует в параллельный формат. Блок дескремблирования 62 удаляет код скремблирования путем либо инвертирования выборки сигнала, либо не предоставления полярности соответствующему биту кода скремблирования. Выборки передаются параллельно на блок декодирования 64 блока быстрого преобразования Уолша, который генерирует спектр Уолша. Иначе говоря, генерируется несколько величин, представляющих степень корреляции между принятым составным сигналом и каждым из слоев ортогонального кода. Сигнал, оси которого были правильно выравнены в поле Галуа посредством операции дескремблирования, дает один доминантный компонент в спектре Уолша, индекс и знак которого передают 7 битов информации. Остальные компоненты спектра вызваны шумом и по иному скремблированными сигналами. Процессор сравнения 66 определяет какое согласование имеет наибольшая величина и устанавливает этот сигнал на нуль путем размыкания соответствующего выключателя 67. В результате этого демодулированный сигнал эффективно вычитается из составного сигнала. Оставшийся спектр с одним удаленным компонентом обрабатывается в схеме 68 регистрации блока инверсного быстрого преобразования Уолша и повторно скремблируется с помощью того же кода скремблирования в рескремблере 70, для восстановления первоначальных 128 выборок сигнала минус только что кодированный сигнал. Уровень скоррелированного сигнала представляет интенсивность сигнала и загружается в процессор сортировки 69 вместе со своим соответствующим кодом скремблирования. Процессор 69 упорядочивает коды скремблирования от наибольших величин к наименьшим величинам скоррелированного сигнала. Коды с наибольшей величиной затем передаются на дескремблер 62 для демодуляции следующего сигнала.
Остающийся составной сигнал с удаленным в соответствии с принципом вычитания согласно изобретению первым декодированным сигналом снова дескремблируется, с использованием кода дескремблирования второго сигнала, подлежащего декодированию и подлежащего второй операции быстрого преобразования Уолша для декодирования и т.д. Как описано ранее, последовательность операций декодирования и вычитания сигналов названным средством, производится в порядке использования кодов дескремблирования, которые в предпочитаемом варианте реализации расположены в нисходящем порядке предсказанных интенсивностей их соответствующих информационных сигналов. Этот процесс повторяется несколько раз, для декодирования нескольких сигналов.
Хотя показан один декодер 64 блока быстрого преобразования Уолша, фактически используется два декодера блока быстрого преобразования Уолша параллельно для обработки действительных и мнимых величин согласования дескремблированного сигнала.
Соответственно процессор сравнения 66 детектирует 128 действительных и 128 мнимых корреляций и определяет 128 величин сложной корреляции путем вычисления квадратного корня из суммы квадратов действительных и мнимых компонентов. Процессор сравнения 66 затем определяет, какое из сложных согласований имеет наибольшую величину. Действительные и мнимые компоненты выбранной корреляции анализируются в комплексной плоскости для определения, изменилась ли фаза, например, разность фаз 180o от предыдущего раза, когда сигнал был декодирован. Фазовые диапазоны, например, 0o и 180o дают возможность передать один дополнительный бит информации с каждым 128-ым кодом, например, в фазе соответствует <1> и в противофазе 180o соответствует <0>. Используя преимущество этой разности фаз достигается биортогональное кодирование (128, 8). Для специалиста в данной области техники представляется очевидным, что биты дополнительной информации могут передаваться с использованием преимущества меньших разностей фаз, например 90o, 45o и т.д. Как описано ранее, алгоритм фильтрования Кальмана может использоваться для сложения действительных и мнимых компонентов каждого скоррелированного сигнала для извлечения фазовой информации.
Коррелятивная потеря, связанная с описанным процессом, состоит в следующем. На каждой стадии компонент спектра Уолша, имеющий наибольшую корреляцию, как определено компаратором 66, устанавливается на нуль, за счет чего устраняется предыдущий декодированный сигнал. Таким образом, в среднем 1/128 мощности удаляется из составного сигнала. Следует напомнить, что коэффициент расширения составляет 128/8=16. Поэтому коррелятивная потеря составляет только 1/128 от общей мощности (0,04 дб) на декодированный сигнал по сравнению с 1/16 общей мощности в случае <открытого расширения> того же коэффициента расширения. Путем использования кодирования блока или аналогичной формы мягкого расширения, разностная демодуляция согласно изобретению может использоваться для декодирования и извлечения из составного сигнала нескольких несущих информацию сигналов, которые превышают коэффициент расширения ширины полосы кода, без чрезмерной коррелятивной потери.
В контексте мобильных радиотелефонов в сотовых системах различные сигналы поступают от различных передающих мобильных станций или портативных радиотелефонов, расположенных на разных расстояниях от базовой станции. В результате многочисленные импульсы кодовых слов в отношении одного сигнала не требуется выравнивать по времени в приемнике. Это несоответствие в выравнивании по времени можно обойти, если после каждой стадии декодирования преобразовывать сигналы, остающиеся в составном сигнале обратно в последовательный поток выборок. Перед обработкой нового следующего сигнала этот последовательный поток выборок объединяется с выборкой нового сигнала и преобразуется в параллельный формат, используя синхронизацию блока, соответствующую следующему сигналу. Эти задачи могут решаться соответствующими манипуляциями адреса и данных в буферной памяти, включенной в блок цифровой обработки сигнала.
Типичные траектории распространения сигналов между мобильными радиотелефонами и приемником базовой станции включают в себя не только траекторию, совпадающую с линией прямой видимости, но также множество задержанных траекторий (или эхо - сигналов), связанных с отражением от гор, зданий и т.д. Во многих плотно застроенных городских районах траектории распространения могут состоять только из таких эхо. Любая прямолинейная траектория может быть слишком трудной для идентифицирования. Если общая задержка между траекториями распространения невелика по сравнению с эквивалентной шириной полосы сигнала, происходит замирание в зависимости от того складываются ли указанные траектории конструктивно либо деструктивно. Однако сигнал может быть успешно демодулирован, исходя из предположения, что существует только одна волна. С другой стороны сигнал, имеющий задержки траектории, которые являются большими по сравнению с эквивалентной шириной полосы (1/ширина полосы в герцах), должен обрабатываться как имеющий первичную и вторичную волны. Однако, как правило существует возможность выразить общий сигнал как сумму конечного числа траекторий, задержанных на кратные величины периода битов. Каждая траектория может быть образована независимым замиранием амплитуды и вращением фазы, вызванным задержками фракционного периода битов. В этой ситуации изобретение использует тип традиционного декодера, известного как приемник PAKE, для интегрирования информации из траекторий, задержанных на период битов. Приемник PAKE коррелирует код сжатия с текущими выборками сигнала, а также выборками сигнала, задержанными на один период битов, выборками сигнала, задержанными на два периода битов и т.д., и объединяет результаты корреляции для определения информационного содержания сигнала.
Задержанные составляющие входного сигнала обрабатываются в декодере 64 быстрого преобразования Уолша, и спектры Уолша складываются до определения наибольшего компонента Уолша. Спектры Уолша могут складываться либо некогерентно с или без взвешивания, либо когерентно с соответствующим относительным фазовым вращением и взвешиванием. В любом случае быстрые преобразования Уолша проводятся в отношении и действительных и мнимых векторных компонентов сигнала, как описано ранее, образуя действительные и мнимые компоненты спектра Уолша. При некогерентном сложении только величина соответствующих сложных спектральных компонентов Уолша складывается и взвешивается до определения наибольших компонентов. При когерентном сложении предшествующее знание относительного фазового сдвига между сигнальными траекториями используется в отношении фазового выравнивания соответствующих компонентов Уолша перед сложением.
Фазовое выравнивание достигается посредством сложного умножения, которое одновременно может включать взвешивание амплитуды. Если фазовый сдвиг траектории известен по первоначальной передаче известного сигнала, его, например, можно использовать для вращения соответствующих компонентов Уолша до их выравнивания по одной оси и определять компонент Уолша, имеющий наибольшую величину на оси. Этот способ снижает эффект некогерентных помех на 3 дб в среднем, давая увеличение дополнительной пропускной способности 2:1. Кроме того, поскольку только компонент (действительный или мнимый) сложного спектра Уолша, присвоенный декодированному сигналу, удаляется после декодирования, коррелятивная потеря в других сигналах также снижается. Например, абсолютный фазовый сдвиг сигнальных траекторий может прослеживаться путем обработки фактических фазовых сдвигов компонентов Уолша, приписанных требуемому сигналу в цифровой цепи слежения фазы.
Таким же путем, как энергия, возникшая на разных сигнальных траекториях, может использоваться путем объединения результатов многих согласований сжатия, сигналы, поступающие по разным антеннам, могут объединяться для образования разнесенной принимающей станции. Если решетка антенны соединена с сетью приемников согласования посредством цепи формирования радиолуча, предпочтение может быть отдано конкретному приемнику в отношении сигналов, поступающих из конкретного диапазона направлений. Например, в одной группе приемников сигнал 1 от северного направления может иметь наибольшую интенсивность, поскольку главный лепесток диаграммы направленности антенны указанного приемника, направлен на север. В приемнике, связанном с радиолучом, направленным на юг, интенсивность сигнала S1 снижается, и второй сигнал S2 оказывается наибольшим. Как следствие, порядок демодуляции и извлечения сигналов может отличаться в двух или больше приемниках, один и тот же сигнал может быть демодулирован в разных точках в поляризованной последовательности сигнал-интенсивность и в присутствии разных остающихся помех. Совершенно ясно, что результаты такой множественной демодуляции с разнесением могут быть объединены разными путями, которые очевидны для специалистов в этой области, для получения дополнительных преимуществ.
Хотя в описании представлен специфический вариант реализации изобретения, представляется очевидным, что изобретение им не ограничивается и возможны другие варианты. Настоящая заявка предполагает рассмотрение всех вариантов в объеме основной концепции в пределах заявленного приведенного описания и формулы.
Формула изобретения: 1. Система связи с многостанционным доступом, расширенным спектром и кодовым разделением сигналов с расширенным спектром, содержащая множество станций, каждая из которых содержит блок передачи сигналов с расширенным с помощью кодов расширения спектром, блок приема сигналов с расширенным спектром, отличающаяся тем, что блок приема сигналов с расширенным спектром содержит блок определения порядка кода, последовательно соединенные блок рекурсивного декодирования составного сигнала, выход которого является выходом блока приема сигналов с расширенным спектром, блок повторного кодирования и блок исключения порекодированного сигнала, причем второй вход блока исключения перекодированного сигнала соединен с первым входом блока регурсивного декодирования, а также блок выбора кода, вход которого соединен с выходом блока определения порядка кода, а выход с вторым входом блока рекурсивного декодирования, причем выход блока рекурсивного декодирования подключен к входу блока определения порядка кода.
2. Система по п.1, отличающаяся тем, что блок определения порядка кода выполнен в виде блока ранжирования сигналов от наибольшей интенсивности к наименьшей.
3. Система по п.1, отличающаяся тем, что блок определения порядка кода выполнен в виде блока выбора сигналов в зависимости от изменения условий системы.
4. Система по пп. 1 и 3, отличающаяся тем, что блок приема сигналов с расширенным спектром выполнен в виде множества последовательно соединенных ступеней декодирования, располагаемых иерархически по интенсивности сигналов.
5. Система по п.1, отличающаяся тем, что вход блока рекурсивного декодирования составного сигнала соединен с вторым входом блока исключения перекодированного сигнала через элемент памяти, а блок исключения перекодированного сигнала выполнен в виде блока вычитания.
6. Система по пп.1 и 5, отличающаяся тем, что блок определения порядка кода содержит цепь детектора интенсивности сигналов, включающую блок памяти, выполненный с возможностью хранения локальных кодов и соответствующих им усредненных величин интенсивности сигналов, выход которого подключен к входу блока определения порядка кода, выход которого является входом блока рекурсивного декодирования составного сигнала, выполненного с возможностью ретроспективного декодирования составного сигнала, хранимого в указанном элементе памяти.
7. Система по п.1, отличающаяся тем, что блок передачи сигналов с расширенным спектром включает в себя смеситель, один вход которого соединен с генератором несущей частоты, а другой вход является входом информационного сигнала с расширенным спектром, а в блок приема сигналов с расширенным спектром введен демодулятор информационного сигнала с расширенным спектром, выход которого соединен с входом первой ступени декодирования.
8. Система связи с многостанционным доступом, расширенным спектром и кодовым разделением сигналов с расширенным спектром, содержащая множество станций, каждая из которых содержит блок передачи сигналов с расширенным с помощью кодов расширения спектром, блок приема сигналов с расширенным спектром, отличающаяся тем, что блок передачи сигналов с расширенным с помощью кодов расширения спектром содержит последовательно соединенные блок расширения информационного сигнала, скремблер информационного сигнала, выполненный с возможностью добавления последовательности скремблирующих битов в сигнал с расширенным спектром, средства передачи скремблированного сигнала с расширенным с помощью кодов расширения спектром, а блок приема сигналов с расширенным спектром включает в себя последовательно соединенные коллектор выборок сигнала, дескремблер и блок рекурсивного декодирования составного сигнала.
9. Система по п.8, отличающаяся тем, что блок приема сигналов с расширенным спектром дополнительно содержит блок повторного кодирования, блок повторного скремблирования, блок исключения повторно скремблированных сигналов из составного сигнала, включающий процессор сравнения, коммутатор и блок мажоритарной выборки кодов расширения, причем входы блока исключения повторно скремблированных сигналов соединены с выходами блока рекурсивного декодирования составного сигнала, а группа выходов с входами блока повторного кодирования, выходы которого подключены к входам блока повторного скремблирования, чьи выходы подключены к входам дескремблера, при этом вход блока мажоритарной выборки подключен к выходу процессора сравнения.
10. Система по п.8 или 9, отличающаяся тем, что блок скремблирования или блок перескремблирования выполнены на сумматоре по модулю два, один вход которого является входом сигнала с расширенным спектром, а другой вход является входом последовательности скремблирования битов.
11. Система по п.8, отличающаяся тем, что дескремблер выполнен на сумматоре по модулю два, один выход которого является входом остаточного составного сигнала, а другой вход является входом последовательности скремблирования битов по модулю два.
12. Система связи с многостанционным доступом, расширенным спектром и кодовым разделением сигналов с расширенным спектром, содержащая множество станций, каждая из которых содержит блок передачи сигналов с расширенным с помощью кодов расширения спектром и блок приема сигналов с расширенным спектром, отличающаяся тем, что блок передачи сигналов с расширенным с помощью кодов расширения спектром содержит блок кодирования блоков битовых последовательностей информационных сигналов, вход которого подключен к источнику цифровой информации, а выход к смесителю, а блок приема сигналов с расширенным спектром содержит блок рекурсивной корреляции составного сигнала с соответствующими кодами блоков, блок сравнения, выполненный с возможностью выделения кода блока, позволяющего получить оптимальную корреляцию, и получения скоррелированного сигнала, блок исключения сигнала, выполненный с возможностью последовательного исключения скоррелированного сигнала из составного сигнала, и блок обратной корреляции, выполненный с возможностью перекодирования оставшейся части скоррелированного составного сигнала с использованием соответствующих кодов блоков для генерирования последовательности перекодированных сигналов, причем выходы блока рекурсивной корреляции составного сигнала с соответствующими кодами блоков подключены к входам блока сравнения и через коммутатор, образующий вместе с блоком сравнения блок исключения сигналов, к входу блока обратной корреляции, а выход блока сравнения подключен к управляемым контактам коммутатора.
13. Система по п.12, отличающаяся тем, что кодеры блоков выполнены в виде кодеров Уолша-Адамара.
14. Система по п.12 или 13, отличающаяся тем, что кодеры блоков выполнены в виде кодеров ортогональных блоков.
15. Система по п.12 или 13, отличающаяся тем, что кодеры блоков выполнены в виде кодеров биортогональных блоков.
16. Система по п.12, отличающаяся тем, что блок передачи дополнительно содержит скремблер, вход которого подключен к выходу кодера, а выход к входу модулятора, а блок приема содержит дескремблер, подключенный между коллектором выборок сигналов и декодером, и блок перескремблирования, вход которого подключен к выходу блока исключения декодирования сигнала, а выход к дескремблеру.
17. Система по п.16, отличающаяся тем, что дополнительно содержит блок выбора кода, выполненный с возможностью иерархического размещения индивидуальных кодов скремблирования по уровням сигналов, вход которого подключен к выходу процессора сравнения.
18. Система по п.12, отличающаяся тем, что приемник дополнительно содержит средство выборки, выполненное с возможностью генерирования N образцов составного сигнала.
19. Система по п. 12, отличающаяся тем, что блок корреляции является схемой быстрого преобразования Уолша, выполненной с возможностью преобразования N образцов сигнала в N составляющих спектра Уолша, каждая из которых представляет скоррелированное значение одного из кодов блока сигналов.
20. Система по п. 12, отличающаяся тем, что блок исключения сигналов включает блок установки составляющей спектра Уолша с наибольшей амплитудой на нуль.
21. Система по п.12, или 19, или 20, отличающаяся тем, что каждая составляющая спектра Уолша является комплексным числом с действительным и мнимым векторными компонентами, причем блок сравнения включает блок определения комплексного числа наибольшей виличины.
22. Система по п.20 или 21, отличающаяся тем, что блок сравнения включает блок определения комплексного числа с наибольшей проекцией вектора на линию под определенным углом, причем знак проекции зависит от направления вдоль указанной линии.
23. Система по п.20 или 21, отличающаяся тем, что блок сравнения включает блок определения составляющей спектра Уолша, скоррелированной с величиной, соответствующей наибольшей проекции вектора на линию под определенным углом, причем знак указанной проекции зависит от направления вдоль указанной линии.
24. Система по п.20 или 21, отличающаяся тем, что блок сравнения включает блок определения составляющей спектра Уолша, соответствующий вектор которой скоррелирован с наибольшей величиной действительной части и наибольшей величиной мнимой части.
25. Система по п.12, отличающаяся тем, что блоки обратной корреляции выполнены в виде схем быстрого преобразования Уолша.
26. Система по п.12, отличающаяся тем, что блоки корреляции и обратной корреляции выполнены в виде идентичных схем.
27. Система по п.12, отличающаяся тем, что блок приема сигналов с расширенным спектром дополнительно содержит блок сдвига битов и блок детектирования задержанных и опережающих отраженных сигналов, входящих в составной сигнал.
28. Система по п.27, отличающаяся тем, что блок согласования выполнен с возможностью корреляции составного сигнала и последующей корреляции со смещенными битами с определением кодового слова с наибольшей вероятностью факта передачи.
29. Система по п. 28, отличающаяся тем, что содержит схему исключения отраженных сигналов декодированного сигнала из составного сигнала.
30. Способ осуществления связи между множеством станций в системе с многостанционным доступом и кодовым разделением сигналов с расширенным спектром, заключающийся в том, что производят передачу сигналов с расширенным спектром и прием указанных сигналов, отличающийся тем, что на этапе передачи производят расширение спектров информационных сигналов с использованием соответствующего псевдослучайного кода расширения, причем разные информационные сигналы от разных станций могут иметь один и тот же код расширения, каждый сигнал с расширенным с использованием кода расширения спектром скремблируют с применением последовательности выбранных битов скремблирования, соответствующей одной из станций, а на этапе приема дескремблируют указанный скремблированный сигнал с расширенным спектром, с использованием одной из последовательностей скремблирующих битов, для различения сигналов с расширенным в соответствии с кодом расширения спектром выбранной станции и других сигналов, входящих в указанный сигнал, и рекурсивно декодируют составные сигналы путем корреляции выбранных кодов расширения для формирования последовательности декодированных сигналов.
31. Способ по п.30, отличающийся тем, что дополнительно производят выборку декодированного сигнала с наибольшей корреляцией, причем указанный декодированный сигнал соответствует одному из индивидуальных информационных сигналов.
32. Способ по п.30, отличающийся тем, что дополнительно производят последовательное повторное кодирование выбранного декодированного сигнала с использованием соответствующих кодов расширения для формирования перекодированного сигнала, повторно скремблируют перекодированный сигнал с использованием выбранной последовательности битов скремблирования, последовательно удаляют перескремблированный сигнал из составного сигнала и производят селективную выборку последующего кода расширения.
33. Способ по п. 32, отличающийся тем, что определение порядка кода осуществляют путем ранжирования сигналов от наибольшей интенсивности к наименьшей.
34. Способ по п. 30, отличающийся тем, что декодирование осуществляют ортогональными матрицами Уолша.
35. Способ по п.32, отличающийся тем, что декодирование осуществляют с использованием преобразования Уолша, а перекодирование с использованием обратного преобразования Уолша.